开关电源的硬件电路分为主电路和控制电路两大部分。
4.1 主电路设计
建立在开关电源理论分析基础之上，本文设计研制了500W数控开关电源，主电路采用ZVZCS移相全桥拓扑，原理图如图4.1所示。其基本技术指标为：
(1)交流V输入
(4)满载效率大于90%
(5)电压纹波小于1%
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图4.1 开关电源主电路原理图
4.1.1 高频变压器设计
当输入110V单相交流电时，经桥式整流和滤波后的直流电压为：
(4-1)
设计输出电压为24V，开关频率采用50kHz，则周期为20µs，上下管死区时间设为2µs，，则实现ZVZCS的最大占空比可表示为：
(4-2)
设变压器副边与原边的变比为，则满足：
(4-3)
(4-4)
考虑元器件损耗，将变比整定为：
(4-5)
变压器磁芯选择EE65型铁氧体，磁芯有效截面积为：，窗口面积为：
，最大工作磁密取T，则变压器原边匝数为：
(4-6)
副边匝数为：
(4-7)
副边电流有效值为：
(4-8)
则原边电流有效值为：
(4-9)
选取导线电流密度为:
(4-10)
则原边导线的截面积为：
(4-11)
副边导线的截面积为：
(4-12)
4.1.2 高频电感设计
设计额定输出电流为16.7A，则在一个周期内电感电流允许波动的峰峰值为：
(4-13)
副边电压最大值为：
(4-14)
额定输出电压V，由于最大占空比为0.8，则电感电流上升时间为：
(4-15)
因此所需高频电感的大小为：
(4-16)
超前臂并联电容通过充放电来实现超前臂开关管的ZVS。当电源输出额定功率时，输入电流为：
(4-17)
为了满足超前臂开关管的ZVS，则在死区时间2µs内需实现电容的快速充放电，此时需满足：
(4-18)
实际选取时应考虑开关管寄生电容以及隔直电容对超前臂ZVS工作状态的影响[8]。
4.1.4 隔直电容的计算
原边加入隔直电容的目的是为了防止变压器直流偏磁造成磁通不平衡，从而引起变压器饱和。设隔直电容两端允许的电压波动峰峰值为，开关频率为，当输出最大电流为20A时，原边输入电流为6.7A，则满足：
(4-19)
4.1.5 辅助网络箝位电容的选取
箝位电容的存在使得原边电流加速下降，以达到快速复位的状态，为滞后臂实现ZCS提供条件。由上一章分析可以得到箝位电容两端最高电压为：
(4-20)
当电源启动时，，此时：
(4-21)
因此箝位电容耐压值应大于96V，箝位电容值越大，原边电流复位越快，但是电流复位过快对于超前臂的ZVS实现不利。综合以上分析，结合实验调试，最终选取的箝位电容为的CBB无感电容。
4.2 控制电路设计
4.2.1 控制芯片DSPIC30F2020简介[9]
DSPIC30F2020是Microchip公司专为电源控制所设计的一种16位数字信号控制器(DSC)。它采用哈佛架构，含有一个16位CPU和一个DSP内核，速度最大可达到30MIPS；另外包括12K的片内Flash程序空间、512B的片内RAM，32个中断源，其中3个是外部中断，有一路全双工的UART功能模块、一个同步串行SPI功能模块、一个I2C串行通信模块，片内有一个8通道的A/D转换器，工作在10山野的呼唤位模式，有3个16位定时器/计数器，4个16位输人捕捉单元，4个PWM发生器共有8路PWM波形输出。
DSPIC30F2020片内PWM模块是其设计特之一，PWM模块共有4个PWM发生器。每个PWM发生器输出两路PWM波，分别为PWMxL和PWMxH(其中x=1，2，3，4)，同一个PWM发生器的两路PWM波可以配置成互补( Complementary)输出、推挽(Push-Pull)输出和独立多相(Multi-Phase)输出。两个PWM发生器的PWM之间可以配置成移相(Variable Phase)输出或独立多相输出，配置成移相输出时，各PWM发生器必须工作在主时基模式下。
PWM模块有两个共用的可编程的外部故障输人(SFLTx)，各PWM发生器有一个各自独立的外部故障输人(IFLTx)睢宁县李集中学，可以在外部故障输人引脚高电平有效时通过编程实现对PWM输出的改写，这一功能可以应用到开关电源的故障保护，即将开关电源的故障信号接到SFLTx引脚，当开关电源故障时，SFLTx引脚高电平有效，通过编程将PWM输出都改写成低电平，闭锁PWM输出。每个PWM发生器既可以工作在共用的主时基和主占空比模式下，又可以工作在各自独立的时基和占空比模式下，PWM模块工作在主时基模式下时，4个PWM发生器的吡啶酮PWM周期都由寄存器PTPER确定，各PWM发生器的寄存器PHASEx用来确定两个PWM发生器的PWM信号的移相相位，工作在独立时基模式时，各PWM产学研协同创新机制发生器的PWM周期由各自的寄存器PHASEx确定。PWM模块工作在主占空比模式下时，4个PWM发生器的PWM占空比都由寄存器MDC确定，工作在独立占空比模式时，各PWM发生器的PWM占空比由各自的占空比寄存器PDCx确定。所以PWM模块可以灵活控制，适用于不同拓扑和不同控制要求的开关电源。在运算速度为30MIPS时占空比分辨率可达到1.05ns，死区时间和移相分辨率可达4.2ns。
dsPIC30F2020的A/D模块是10位的，共有12路采样通道，其中，，，通道具有各自独立的采样保持器，其他通道共用一个采样保持器。它的采样都是成对的，相邻的两个通道为一对，例如(，)为一对，一对通道同时采样，在电源控制中，这种特性可以用来同时采样电压和电流，这样可以减少控制环的相位滞后，A/D模块有多种触发启动方式，在电源控制中最常用的就是PWM触发启动A/D采样，A/D采样频率可编程，在PWM周期内采样时刻可编程。
dsPIC30F2020的开关电源比较器模块(SMPS Comparator Module)可以实时地监测电压和电流的瞬时值，并与给定值进行比较，比较器的输出可编程为闭锁PWM，这为开关电源的过压、过流保护提供了方便，减少了CPU的负荷。
4.2.2 控制原理
对于移相全桥DC/DC变换器，控制其超前臂与滞后臂之间的移相角，就可以控制变压器电压的占空比，从而控制输出电压。通过检测输出电压和电流与给定值进行PID调节，将结果传递给被控量，从而实现对被控量的调节。采用电压外环、电流内环的双闭环控制方式，将电压调节器的输出作为电流调节器的基准，控制框图如图4.2所示。
图4.2 移相全桥DC/DC变换器控制框图
4.2.3 原理图剖析
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(1) 单片机系统
以DSPIC30F2020为核心的单片机系统原理图如图4.3所示。其中单片机的复位采用内部上电复位，CPU时钟由内部快速RC振荡器(FRC)提供。、分别为+5V和+15V的直流源，为控制电路提供工作电源，是保护用晶体管，配合单片机的共享故障输入引脚实现控制系统的故障保护，是Debug编程输入口，可通过烧写器直接对单片机进行程序烧录。
图4.3 以DSPIC30F2020为核心的单片机系统
(2)驱动电路
本设计选用IGBT作为开关管，根据IGBT的特性，对其驱动电路的设计应满足以下几点要求：
由于IGBT是容性输入阻抗，对门极电荷聚集非常敏感，因此驱动电路要保证有一条低阻抗的放电回路。
为了减小IGBT的开关损耗，必须保证门极驱动电压有足够陡峭的边沿，同时驱动源应该具有足够的功率避免IGBT因退饱和而损坏。
门极正向驱动电压选取+15V左右最佳，一般不能超过+18V，同时应保证有足够的负电压以迅速关断IGBT。
应实现驱动电路与主电路的严格隔离。
驱动电路应有效实用，并且具有较强的抗干扰能力，同时具有对IGBT的保护功能。
鉴于以上分析，采用高频晶体管作为开关管将+5V的PWM波形转化为+15V，其中加入了反向抽流电路以帮助开关管快速关断，最大程度减少信号的延迟，单片机设置为负死区时间，+15VPWM驱动波经过一级推挽实现功率放大，再经过隔离变压器隔离驱动IGBT，原理图如图4.4所示(隔离变压器采用国产TX-KD301，图示出超前臂驱动电路，滞后臂驱动电路与超前臂相同)。
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