穩定的電源除了能供應系統維持正常的動作外並會影響整個系統的特性, 當負載具高電容性或電感性, 或者電流波形非弦波時, 功率因數遠低於1, 致使部分功率反饋回電力的傳輸線上, 因而會增加傳輸線的負荷與諧波之干擾. 再加上當今能源缺乏須節約能源的趨勢下, 設計生産高效率的電源減少干擾和能源浪費成爲衆所追求的目標,爲了達到這個目標必須提高電源的功率因數(Power Factor, 簡稱PF). PFC即功率因數校正(Power Factor Correction), 其作用就是爲了提高功率因數. LITEON生産的電源産品主要爲開關電源(Switching Power Supply, 簡稱SPS), 本文將針對SPS的主動式PFC(Active Power Factor Correction, 簡稱APFC)電路進行探討. 一. PF的相關知識.
1.正弦電路的功率因數
任一網路N在圖示關聯參考方向下, 輸入網路的暫態功率P等於電壓與電流瞬時值的乘積, 即: p=u*i i 設正弦電壓和電流分別爲: u +
u=U*Cosωt _
i=U*Cos(ωt-φ) (φ爲埠電壓與電流的相位差)
則有p=u*I=U*Cosωt*U* Cos(ωt-φ)=U*I*[Cosφ+Cos(2ωt-φ)]
可見暫態功率是由恒定分量UICosφ和正弦分量兩部分組成, 正弦分量的頻率是電壓頻率的兩倍. 其中感性網路中φ>0, 容性網路中φ<0. 此時電壓和電流的波形如圖. 由圖可見在每一個周期內有兩段時間內u和I的實際方向相反, 此時p<0, 即網路內部儲能元件把儲存的電磁能量返回電源的緣故.
暫態功率的實際意義不大, 通常用平均功率P(又稱有功功率)來反映網路實際吸收的功率. 根據定義:
P=*=*
=U*I*Cosφ
Cosφ稱爲電路的功率因數, φ功率因數角(也就是阻抗角), 當電流與電壓的參考方向相同時, UICosφ表示吸收功率.
電路的功率因數直接影響發電設備的利用率, 如一額定電壓UN=1000V, 額定電流IN=100A的發電機, 在負載功率因數為商业综合体策划0.5時只能發出1000*100*0.5=50KW. 只有當負載的功率因數為1時, 才能發出100KW的功率. 另一方面當輸送相同的功率時, 功率因數低, 則電流就大, 流過線路時, 損耗也就增大.
任丘三中2.AC-DC電路的輸入電流諧波分量和功率因數
在AC-DC開關電源的輸入端, AC電源經全波整流後, 一般接一個大電容, 如圖, 以得到波
形比較平直的直流電壓. 整流器—電容濾波電路是一種非線性元件和儲能元件的組合. 因此, 雖然輸入正弦交流電壓, 但電流波形卻嚴重畸變, 呈脈衝狀, 如圖.
由此可見, 大量應用整流電路, 會使電網供給嚴重畸變的非正弦電流, 造成的嚴重後果是: 諧波電流對電網有嚴重的危害, 並且輸入端功率因數下降.
脈衝狀的輸入電流, 含有大量諧波, 一方面使諧波躁音水平提高, 同時在AC – DC整流電流的輸入端必需增加濾波器. 對上圖的電流波形, 可用傅里葉級數展開, 得到各次諧波分量的百分比, 總的諧波電流分量(或稱總諧波畸變 Total Harmonic Distortion)用THD表示.
大量的電流諧波分量倒流入電網(稱為Harmonic Emission), 造成對電網的諧波”污染”. 一
方面產生”二次效應”, 即電流流過線路阻抗造成諧波電壓降, 反過來使電網電壓(原來是正絃波)也產生畸變; 另一方面, 會造成電路故障, 使變電設備損壞
上面講到正弦電路的功率因數用Cosφ表示. 由於整流電路中二極管的非線性, 儘管輸入電壓為正弦, 電流卻為嚴重非正弦, 因此正弦電路的功率因數計算不再適用於AC-DC變流電路, 後續用PF(Power Factor)表示功率因數.
定義: PF=有功功率/伏安=P/(U*I)
設AC-DC變流的輸入電壓(有效值U)為正弦, 輸入電流為非正弦, 其有效值為:
I=
式中, 、、…、…分別為電流的基波分量、二次諧波、…n次諧波的有效值.
設基波電流落後相位差為φ, 則有功功率和功率因數可表示為:
P=U*I1*Cosφ
PF=U*I1*Cosφ/VI= I1 *Cosφ/I
式中 I1 /I=I1 / 為基波電流相對值, 稱為畸變因數(Distortion Factor), Cosφ稱為位移因數(Displacement Factor).
定義總諧波畸變 THD=/=
則 PF= Cosφ/
3.提高AC-DC電路輸入端功率因數和減小電流諧波的主要方法
a.無源濾波器
這一方案是電路的整流器和電容之間串聯一個濾波電感, 或在交流側接入諧振濾波器. 其主要優點是: 簡單、成本低、可靠性、EMI小.
主要缺點是: 尺寸和重量大, 難以得到高功率因數(一般可提高到0.9左右), 工作性能與頻率、負載變化及輸入電壓變化有關, 電感和電容間有大的充放電電流等.
b.有源濾波器(或稱主動式功率因數校正器)
在整流器和負載之間接入一個DC-DC開關變換器, 應用電流反餽技術, 使輸入端電流波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形, 可以使電流接近正弦. 從而是輸入端THD小於5%, 而功率因數可提高到0.99甚至更高. 此種方案即主動式PFC(Active Power Factor Correction), 簡稱APFC.pmp播放器
它的主要優點是: 可得到較高的功率因數; THD小; 可在較寬的輸入電壓範圍和寬頻帶下工作; 體積和重量小; 輸出電壓可保持恆定.
主要缺點是: 電路複雜; MTBF下降; 成本高; EMI高; 效率會有所下降.
二. Boost功率因數校正器(Boost-APFC)的工作原理
1.APFC的基本原理.
從原理上講, 任何一種DC-DC變換器拓朴都可以用作APFC的主電路. 但是, 由於Boost變換器的特殊優點, 應用於APFC更為廣泛. 下面以Boost-APFC為例, 說明APFC電路的基本工作原理.
下圖為Boost-APFC電路的原理圖. 主電路有單相橋式整流器和DC-DC Boost變換器組成,
虛線框內為控制電路, 包括: 電壓誤差放大器VA及基準電壓Vr, 電流誤差放大器CA, 乘法器M, 脈寬調制器(圖中未給出)和驅動器等, 負載可以是一個開關電源.
PFC工作原理如下: 主電路的輸出電壓Vo和基準電壓Vr比較後, 輸入給電壓誤差放大器VA, 整流電壓Vdc檢測值和VA的輸出電壓信號共同加到乘法器M的輸入端, 乘法器M的輸出則作為電流反餽控制的基準信號, 與開關電流檢測值比較後, 經過電流誤差放大器CA加到PWM及驅動器, 以控制開關Tr的通斷, 從而使輸入電流(即電感電流)的波形與整流電壓Vdc的波形基本一致, 是電流諧波大為減少, 提高了輸入端功率因數, 由於功率因數校正器同時保持輸出電壓恆定, 使下一級開關電源設計更容易.
上圖中給出輸入電壓波形Vdc、Vi和經過校正的輸入電流、波形, 輸入電流PWM頻率調制, 使原來呈脈衝狀的波形, 調制成接近正弦(含有高頻紋波)的波形. 在一個開關週期內, 具有高頻紋波的輸入電流, 取每個開關週期的平均值, 則可得到較為光滑的近似正弦波.
2.APFC的控制方法
常用的控制AC-DC開關變換器實現APFC的方法基本上有三種, 即電流峰值控制, 電流滯環控制, 以及平均電流控制. 區別如下表:
国际刑事警察组织控制方法 | 檢測電流 | 任继愈開關頻率 | 工作模式 | 對躁音 | 適用拓朴 | 備注 |
電流峰值 | 開關電流 | 恆定 | CCM | 敏感 | Boost | 需斜率補償 |
電流滯環 | 電感電流 | 變頻 | CCM | 敏感 | Boost | 需邏輯控制 |
平均電流 | 電感電流 | 恆定 | 任意 | 不敏感 | Boost | 需電流誤差放大 |
| | | | | | |
由於平均電流控制較電流峰值控制, 電流滯環控制性能優越, 且目前主流PFC控制IC大多
使用平均電流控制模式, 如UC3845、ML4824等, 故在此僅討論平均電流模式.
如圖, 為平均電流控制的Boost-APFC電路的原理圖, 其主要特點是使用電流誤差放大器(或動態補償器)CA.
其工作原理如下: 電流誤差放大器的電流基準值由乘法器輸出Z供給, Z=XY. 乘法器有兩組輸入, 一個為X, 是輸出電壓Vo/H與基準電壓Vref之間的誤差(經過電壓誤差放大器VA)信號, 另一個輸入Y為電壓Vdc檢測值Vdc/K, Vdc為輸入正弦電壓Vi的全波整流值, 因此電流基準為雙半波正弦電壓. 電感電流被直接檢測, 與基準電壓比較後, 其高頻分量的變化通過電流誤差放大器, 被平均化處理. 放大後的平均電流誤差與鋸齒波斜坡相比較後, 給開關Tr以PWM信號並控制Tr的占空比D(Duty Cycle). 於是電流誤差被迅速而精確的校正.
三. APFC集成控制電路的工作原理簡介
為便於研制和生產主動式有源功率因數校正器, 現在APFC的控制電路已經集成化. 有多種APFC集成控制電路芯片可供選用. 這裡以Micro Liner公司生產的ML4824芯片為例, 說明APFC集成控制電路基本組成和應用.
vdl ML4824是一顆集成PFC和PWM控制的芯片, 其PFC部分具有平均電流模式控制; 恆頻控制等特點.
1.ML4824的內部結構框圖及端子功能說明
下圖為ML4824的內部結構框圖. 由圖可見, ML4824包括電流放大器IEA, 模擬平方/乘法/除法器(Gain Modulator, 以下簡稱GM), 震盪器, 功率MOS管的門極驅動器, 7.5V基準電壓, 以及軟啟動, 過流/過壓保護等.
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