基于有源阻尼的并联有源滤波器输出LCL滤波器设计
王盼;刘飞;查晓明
【摘 要】提出一种基于并联型有源电力滤波器的输出LCL滤波器的设计方法.该方法在满足电流跟踪快速性、电流纹波最大允许值等基本条件下,选取了总电感值；并由基波无功损耗约束了电容量上限.在此基础上,考虑到开关次谐波电流衰减率以及谐振频率的制约,综合选取了构成总电感的L1和L2的值及电容量.为避免LCL滤波器发生谐振,采用了电容电流反馈的有源阻尼法,通过设计反馈系数,有效抑制了低次谐波的振荡.最后基于采用重复学习控制策略的并联型有源电力滤波器,通过PSCAD进行仿真验证.仿真结果表明了LCL滤波器的优越性以及所提设计方法的有效性.%A design of output LCL filter based on shunt APF with active damping is proposed. It selects the total inductance with the consideration of current tracking rapidity,allowable maximum current ripple, etc. and sets the upper limit of capacitance by the loss of fundamental reactive power,based on which,the L1 and L2 of total inductance and the capacitance are selected with the consideration of switching harmonic current decay rate and the constraint of resonant frequency. The active damping method based on capacitor current feedback is applied to avoid the LCL filter resonance and the feedback factor is designed to effectively suppress the suborder harmonic vibration. The shunt APF with repetitive learning control strategy is simulated with PSCAD and results show its superiority and effectiveness.
【期刊名称】《电力自动化设备》
【年(卷),期】2013(033)004
【总页数】6页(P161-166)
【关键词】有源电力滤波器;LCL滤波器;有源阻尼;谐振;反馈;仿真
【作 者】王盼;刘飞;查晓明
【作者单位】武汉大学电气工程学院,湖北武汉430072
【正文语种】李文和案中 文
【中图分类】TN713
0 引言
近年来，随着电力电子技术的快速发展，大量非线性负载不断投入电力系统，造成电能质量问题日益严重。有源电力滤波器（APF）[1]作为一种消除谐波的有效设备，目前已得到广泛使用。但APF一般采用高频SPWM，导致大量的开关次谐波流入电网，这会对电网中其他敏感设备产生干扰，故APF输出滤波器的选取及设计尤为重要。
为了滤除开关次谐波，通常采用L型或LC型滤波器。传统的L型滤波器结构简单，但在满足相同的高频滤波效果的情况下，所需的电感值比LCL滤波器要大，动态性能也变差。LC型滤波器则容易因电网阻抗的不确定性影响滤波效果[2-3]。LCL滤波器则能够在较低的开关频率下，获得比L和LC型滤波器更优异的性能，尤其适用于大功率、开关频率较低的并网变换器设备，但其设计比较复杂，并且是一个谐振电路，对系统的稳定性有较大影响，通常需要引入无源或有源阻尼。无源阻尼算法简单，但会引起系统损耗。
针对以上问题，本文在详细设计LCL滤波器的基础上，采用了引入电容电流反馈的有源阻尼控制策略，等效地增加了LCL滤波器的阻尼作用，从而有效地抑制了低频谐振尖峰，避免了系统的不稳定[2]。最后通过PSCAD仿真对比了采用L型、LCL滤波器的APF补偿效果， 仿真结果证明了本文所述的LCL滤波器设计方法是可行的，且其应用于APF具有较好的滤波效果。
1 APF输出滤波器设计要求
图1为并联型APF系统结构框图。它主要由电压型三相桥式逆变器和输出滤波器组成。本文所采用的控制策略为重复学习控制[4-6]。
图1 并联型有源滤波器系统结构框图Fig.1 Block diagram of shunt APF
谐波补偿时，APF首先将检测到的系统谐波电流ish形成补偿电流指令信号，然后经控制策略及逆变器变换生成补偿电流，再通过输出滤波器送入电网，实现谐波补偿目的。考虑到并联型APF主要用于补偿2～25次低次谐波电流含量，且补偿电流含有开关频率及其周边高次谐波分量，故APF要求其输出滤波器对中低频具有较宽的通频带，而对高频具有很强的抑制作用，且需满足APF的瞬态电流跟踪能力及最大纹波指标要求。
2 LCL滤波器的设计
图2为LCL滤波器在高次谐波下的单相等效电路模型。
高次谐波下LCL滤波器[7-8]的传递函数为：
ccic
由式（1）可知，此LCL系统出现谐振时，阻尼比ξr=0，谐振频率。
一面 阿累图2 LCL滤波器在高次谐波下的单相等效电路模型Fig.2 Single-phase equivalent circuit model of LCL filter with high-order harmonics
2.1 进线总电感LT的设计
对于并联型APF，其补偿性能极大地受制于输出补偿电流对参考电流的跟踪能力。令LT=L1+L2，当直流母线电压和交流电压一定时，输出总电感LT就决定了补偿电流的跟踪速度[2]。当电感减小时，电流跟踪速度变快，APF补偿误差变小，动态响应速度也变快，但电流变化也越剧烈，极容易造成系统振荡冲击，工作不稳定；反之电感越大，电流纹波越小，但从经济角度而言，设备成本却显著增加。故在实际应用中，通常在保证补偿性能的前提下，尽量选择较小的电感值，下面给出具体设计过程。
2.1.1 电流跟踪快速性
文献[2]详细分析了谐波电流过零点附近的一个开关周期中电流跟踪的瞬态过程，计算出电感跟踪能力最强时的电感最大值，但它无法保证APF最小跟踪能力也满足要求。文献[9]讨论了开关系数不同情况下取值的概率，进而采用平均法计算出电感最大值，故电感的估计比较粗糙。本文参考文献[10]中三相APF的主电路工作模式及相应开关系数的分析，得出各相电流变化率与系统电压及直流侧电压之间的关系，以A相为例，表达式如下：
若 ea=Emsinωt，则得：
且当时，最小，即：
要使补偿电流能跟随指令电流，则补偿电流的斜率必须大于指令电流的斜率的最大值，即：
故电感的最大取值为：
对于不同的谐波源和不同的补偿要求，指令电流ic*a是不同的，但其最大电流变化率与补偿指令电流的具体表达式密切相关。其经验公式[10-11]为：
其中，f为基波电流频率；I*ca为指令电流有效值，可根据具体的负载情况计算出补偿指令电流。
本文采用三相桥式不控整流电路加阻感负载作为谐波源，可通过具体仿真得出其中2～25次谐波含量（具体波形将在后文详细展示），进而计算出谐波有效值，即补偿指令有效值。本文经计算得Ic*a=5.886A，取经验公式（7）中参数为 20，代入式（6）可得Lmax=1.647 mH。也即：
2.1.2 纹波电流最大允许值
当逆变器输出电压Ui的基波分量与系统电压Us相等时，电感上的基波电流为零，这时UL在电感两端产生的电流Δi称为纹波电流[12]，它是影响波形质量的一个重要参数。在APF中，要求输出的纹波电流在一定的范围内，一般取为15%～20%的额定电流。本文取20%，即：
其中，PN为额定输出功率，Us为系统相电压有效值，Is为额定输出电流。
文献[12]详细分析了采用双极性PWM时半个周期内调制比ma与纹波电流Δipp的关系，得出
纹波电流最大允许值表达式如下：
综合式（9）、（10）可得：
综上，本文选取总电感LT=0.3 mH。
dnv2.2 电容
电容支路的增加为开关次谐波提供了低阻通路，极大减少了注入电网的高频谐波含量。理论上希望电容阻抗越小越好，即增大电容量，但电容的增加势必会减少电容支路对基波的阻抗，进而使系统效率过度降低。通常要求滤波电容吸收的基波无功功率不能大于系统额定有功功率的5%[2，13]。故可得：
2.3 电感L1、L2的选取
考虑到APF主要用于补偿低次谐波，故其输出滤波器应对中低频具有较宽的通频带，对高频具有很强的抑制作用。即应使其截止频率在中频和开关频率之间折中选取，且其高频衰减率应满足性能要求。同时为防止谐振对低频谐波的放大，谐振频率也应尽量靠近开关频率的一半。详细分析如下。
一切如新
2.3.1 谐振频率
魅族e3c由前述可知谐振角频率对于APF通常要求谐振频率位于25倍基频和一半开关频率之间[2，13]，即：
令，则 LT=（1+r）L1，故得：
当总电感LT固定时，谐振频率fr、r及电容C之间的三维关系如图3所示。
图3 LT固定时，fr与r、C的三维关系图Fig.3 3D relationship among fr，r and C when LTis fixed
为更方便观测，图 4（a）、（b）分别给出了电容 C、r与谐振频率fr之间的二维关系图。
图4 r、C与fr的二维关系图Fig.4 2D relationship among fr，r and C
由图可知，当r不变时，谐振频率fr随电容C的增大而减小；当电容C不变时，谐振频率fr也基本上随着r的增大而减小。
2.3.2 开关次谐波衰减比
开关次谐波衰减比是LCL滤波器消除开关次谐波含量的一个重要参数，通常要求其不大于0.1[13-14]，故表达式如下：
令，则由式（14）可知，LT固定时，开关次谐波衰减比d、电容C以及r之间的三维关系见图5。
图5 LT固定时，d与r、C的三维关系图Fig.5 3D relationship among d，r and C when LTis fixed
为方便观测，图 6（a）、（b）分别给出了电容 C、r与开关次谐波衰减比d之间的二维关系图。
图6 r、C与d的二维关系图Fig.6 2D relationship among d，r and C
由图可知，当电容C不变时，开关次谐波衰减比d随着r的增大而减小；当r不变时，开关次谐波衰减比d也随电容C的增大而减小。
故综上分析可知，r固定时，C越大，谐波衰减效果越好，但谐振频率却越小；C固定时，r
越大，谐波衰减效果越好，谐振频率却基本呈减小趋势。即要同时满足取值范围及各项要求，r、C参数的确定还是存在一定难度。文献[13]采用联立的方法得出二次方程，进而根据范围进行试凑。此方法理论完善，但求解麻烦。本文直接利用MATLAB工具，在图3、5三维关系图中增加平面fr=5 kHz、dr=0.1确定满足范围，寻公共点，并根据实际工艺，选取了比较理想的参数值，如图 7（a）、（b）所示。
豫公网安备41160202000603
站长QQ:729038198
关于我们
投诉建议