第54卷第3期2021年3月
Vol.54.No.3
魅族x3
Mar.2021微电机
MECROMOTORS
薛开昶，陈强，罗宗鑫，黄效维
(贵州航天林泉电机有限公司国家精密电机工程技术研究中心，贵阳550081)
摘要：由于航空发动机用高速起动发电机电感低、频率高，控制器对起动发电机进行控制时会对磁阻旋转变压变压器％为的，需对电磁进行抑制。对磁转变压器的磁合和电合电磁的分析，了小旋转变压器绕组匝数的磁合抑制策略，和在磁转变压器输与机壳地间添加电容的电合抑制策略％采用锁相环来对角度信号进行平滑，构建了锁相环环分析模型，提出了锁相环的参数方法，并对锁相环的相前进行补偿％采用滤波来对位置角度信号的进行滤波，提出了序运算的滤波算法，并对滤波的相位滞后进行补偿％结表明：所提出的磁场抑制策略、电抑制策略、锁相环滤波算法和滤波算法有效可行。 关键词：磁阻旋转变压器；位置检测；电磁干扰；起动发电机
中图分类号：TM383.2文献标志码：A文章编号：1001-6848(2021)03-0073-05
EMI Suppression Method of Position Detection for Variable Reluctance Resolver XUE Kaichany，CHEN Qiany，LUO Zonyxin，HUANG Xiaowai
(National EngO^eong Research Center frr Small an.Special Precision Motors，Guizhou
Aerospacs Linguan Motor Co.，Lt/.，GGiyang550081，China)
前言讲座Abstrad:Dus to ths Ow inductance and high frequency of/a high-speed starter-5eneratvr used in aero gins，/8/20311reluctance resolver can ba interfered when ths controllar d/vas ths starter-5eneratvr.In order to ensure motor position can ba wel l detected，eOct/m/n—ic interference(EMI)needs to ba suppressed.
Based on ths analysis of maanetic field and eOct/c field coupliny EMI，ths st//yy of/duciny/a number of windiny turns of resolver was determined to suppress maanetic fielb coupliny interference，and ths st/tesy of addiny capacitance between/a y/und of/a resolver output and ths sh—l was proposed to suppres s eOc-t/c fielb coupliny interference.Ths phase locked Oop(PLL)was used to smooth ths
position angle sign/.
Base on ths constructed loop characte/stic analysis model of ths PLL，ths parameter determination method of ths PLL was proposed，and/e phase lead caused by ths PLL was compensated.Ths median filte/ny was used to filter ths spiCss of ths position angle siynat.Ths median filte/ny alyorithm without sortiny operation was p eoposed，and ihephaseeagtaused bsihemedoan foeieeongwastompensaied3Eipeeomeniaeeesueiseeeo-fy that ths proposed maanetic field interference suppression strateyy，electric field interference suppression strateyy，PLL filte/ny alyorithm and median filte/ny alyorithm are—fective and fe/ibO.
Key wordt：e/tO/luctance resolver;position detection；EMI；starter-5eneratvr
o引言
xtt航空发动机用永磁起动发电机发动机，电机感器适应高温、、强振动、滑油腐蚀等恶劣环境'1-(。相对于光电感器和霍尔感器，磁阻旋转变压器环境适应强，航发电机普遍采用磁阻旋转变压器作位置传感器。
由于航空用起动发电机工作转速高，相应的电枢绕组电感较低、电频率偏高％为了实现对低电感、电频率电机的控制，电机控制器率管工于开关频率，同时，加率管开通和
收稿日期：2020—05—24，日期：2020—08—05
基金项目：军装备部预研项目(31512040130)；空军装备预研项目(303040304)。作者简介：薛开昶(1989)，男，高级工程师，博士，研究方向为航空航天起发电机供电系统
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的低控制器损耗。功率管开关频率增和开 加快均会电机电组向外辐射的电磁干扰(EMI)增加"⑷。随着电磁干扰增加，仅转变压器解码芯片现的方法精%
因此，本文首先对电磁干扰耦合的机理进行分析，提磁阻旋转变压器的改进策略和旋转变压器解码芯片输信号的滤波策略，进前后的试验结了所提出的干扰抑制方法有效可行。
1磁阻旋转变压器电磁干扰抑制
1.1电磁干扰耦合原理
图1所示磁转变压器电磁干扰耦合原理，控制器中功率管的高频开用于电机电：组上形成EMI源%EMI源包括磁合和电合，分别在图中用“H”和“E”表示磁场和电场%磁1合以电组作为天线向外辐射磁场％电合通电组与机壳间的寄生电容将合到控制器机壳上，形模电压。辐磁场与旋转变压器中的组N c和余弦绕组N os相耦合，尸
电压。共模电压组N c和余组N os与机壳间的寄生电容进行耦合，在组N c和余弦绕组N os上电压。由于组N c和余弦组N os输出电压包括磁场所耦合和电合带来的电压，故旋转变压器解码芯片输信号将带有较大%压抑制的原理进行说明％图中，4和％分别表示共模电压和合输端的模电压，C1表示电组与机壳间的等效寄生电容,C表示旋转变压器输出端与机壳间的等效寄生电容，C o表示在旋转变压器输出端与机壳间添加的电容%添加C o后，耦合共模电压％由C1/(C1+C2)*4减小到C]/(C1+C
数量单位
2+C o)-4%由于C1与C为寄生电容，数小；取C o远大于C1和C，共模电压就会小％
(a)改进前(b)改进后
图2共模电压抑制原理
2锁相环位置角度信号滤波
2.1锁相环滤波工作原理
为了实现对旋转变压器解码芯片输出位置角度" (n)的滤波，可采用锁相环对其进行滤波。锁相环滤波的原理如图3所示％图角度信号"(n)和转速信号n(n)由旋转变压器解码芯片AD2S1210输出％LPF1为转速滤波器，输出为n f t(n)；&为位置角度信号"(n)对应的角频率，&=2!/60-n f lt(n)%
^rr[―
—LPF
电枢绕组旋转变压器
图1旋转变压器干扰耦合原理1.2磁干扰抑旋转变压器
解码芯片
在相同辐射磁件下，减少转变压器的正组N c和余组N eo的匝数，有效减小耦合到的电压％同时，激磁绕组N x的匝数也应小，激磁绕组的减小，在激磁绕组产的有效磁加%磁相对于有效磁的也将随之减小％
1.3电场耦合干扰抑制
对于电合，在转变压器输出端的与机壳地间添加电容的方式来抑制耦合到转变压器输出端的共模电压％结合图2对模电
图3位置信号的锁相环滤波原理
对于低通滤波器LPF1，通过实际测试，旋转变压器解码芯片AD2S1210输出的转速波动相对于角信波大，因在用变压器
码芯片AD2S1210输的转速信，进行适的转速滤波。可采用式(1)所示的转速滤波算法％
n I t(n)=A*n f lt(n-1)+(1-R)*n(n)(1)式中，-(n)表示当前采样周期的解码芯片输出转速，n fit(n)和n fit(n-1)表示当前米样周期和上一■米样周期的滤波后转速，A表示滤波系数％
式(1)所示滤波算法的离散数如式(2)所示％取==W T s-1+sT s，连的数如式!3)所示％由式(3)滤波器为低通滤波器，滤波器的截止角频率&=(1-A)&%&为采样频率，T为采样周期，T=1\
。
3期薛开昶等：磁阻旋转变压器位置检测的电磁干扰抑制方法・75・
1==17^(2$
15-1+s5e/(1-R(3$对于低通滤波器LPF2，其主要用于滤除误差信号e”中的高频％工作原理与LPF1所示，只是输入和输出变同，截止频率不同。
对于PI调节器，在散域，其对应关系如式(4$~式(6$所示。
41(-$=4p(-$+4c(-)(4$式中，41(-$表示PI调节器输出，％(-$表示比例项输出，4(-)表示本采样周期积分项输出％
4p(-$=X p-4/(-$(5$式中，4/(-$表示PI调节器输入，叽表示比例系数。
4c(-)=4(--1$+X i-4/(-$(6$式中，4c(--1$表示上一采样周期积分项输出，X 表示积分系数。
相环角度"1(-$为角频率&(-$的积分结果％在离散域，其对应关系如式(7)所示。
"1(-$="1(--1$+&1(-)・T e(7$式中，"1(--1$表示上一采样周期的"1(-)%角度的单位为rad/s。
图中sin("(-$-"1(--1$$即为锁相环的鉴相器，当锁相环输出"1(--1)相位滞后或超前"(-$，鉴相器输出e”为正或负，则PI调节器输出值增加或减小，使"1(--1$与"(-$与相等。态调
相环输出"1(--1$变解码芯片输出位置角度信号"(-$%同时，由于锁相环中有积分器的存在，"(-$频会被滤除，从达到滤波效果。
2.2锁相环的环路特性分析
对于鉴相器，由sin("(-$-"1(--1$$在"1(--1$变化时，其变化范围为-1~+1；且"1(--1$在接近"(-$，其变化率d[sin("(-$-"1(--1$$]/d"1(--1$--cos("(-$-"&(--1$—-1。故鉴相器在环路分析效为1的比例环，环路分析用。
对于低通滤波器LPF2，其连续域表达式可用式(8$表示。
11(5=1/(1+s/C p$(8$式中，&为低通滤波器LPF2的截止角频率。
对于式(4)~式(6$所示PI调节器，散域表达式如式(9$所示，连表达式如式(10$所示。
12(z)=X p+k-/(1-z-$(9$
1(5=X p+X/(/e$(10$对于式(7$所示积分器，其在散数如式(11$所示，对应连数如式(12$所示。
1(=$=Te/(1$(11$
1(s$=1/s(12$锁相环的开环数\(S)=11(/・1(/・1(5。11(/、1(/、1(/和\(/的波特图分别如图4所示。图中为&穿越频率，&c=X p。为了环路稳定性，X/Cp・ft#1/3&c，即X# X；/(3/2s)；需要&(3&y，即&(3/。即式⑴中滤波系数R#(1-3/S)。
图4环路稳定性分析波特图
由于穿越频率&由/，/的选取就显得尤为重要。穿频率&态，抑制能力就差，/的选取同态：和抑制能力，通常/以100~300为。
由于鉴相器输出范围为-1~+1，故比例项/可调节的最大角频率仅为-/~+/rad/s，小于全转速范围所对应的角频率，计将环路调范围的限定在较小范围之内，有利于减小环路调节的波动，提环路的力。同，为了满宽转速范围锁相的，积分器输PI调节器输出外，加了由旋变解码芯片获取的角速度&。
2.3锁相环滤波的相位补偿
由图4及上文分析可知，与锁相环输入"(-$同相位的是"1(--1$，非相环的输出"1(-)。"1 (-)相对于"(--1)相位超前了&(-)-T y。因此，对锁相环输出信号"1(-)进行补偿，采用"1(-)-&1(-)-T y作为锁相环滤波的输出。
3位置角度信号中值滤波原理
根据实测结果，在强干扰环境下，旋变解码芯片输出的角度信号带有较强的。对于，单纯的平均滤波将附近输
拉高或
-76-微电机54卷
拉低，大；同，平均滤波的相位延时，精确补偿％故本文采用3滤波来抑制，其算法如式(11)所示。取最近三次输的中间为输出％
6(n)=mid(s(n),s(n-1),s("-2))(13)
滤波滤算法采用冒泡法进行排序，然后取排序的中间为输出％本文提出了一种表法来省去排序的3滤波算法，减小了程序的运算量％按式(14)所示i值，然后如式(15)所示方式调用已经的码表MidTab获取j值，最后如式(16)所示将s(n-_)输出作为中间值％
i=[s(n)〉s(n-1)]+2[s(n-1)〉s(n一2)(+ 4's(n)〉s(n-2)]
(14)
；=MidTab：O(15)
6(n)=s("-_)(16)式中，码表MiCTab: 8]=01,0,0,2,2,0,0, 11%
对于3滤波，当输入为角度信，其输入和输出关系如图5所示％对于正常点，输出6(n)相对输入s(n)滞后一个采样周期，即6(n)= s(n-1)。对于瞬时跳动点s(n-1)，输出y(n)= s(n-2)。大幅跳动点s(n-1)仅会对y(n)—个点的输轻，不会均值滤波会对附均％因为整体上6(n)=s(n-1)，只需要采用6(n)+&1(n)•B作为输出，即可实现3滤波带来的相位补偿％
图53点中值滤波原理
4实验结果
在一套40kW的起动发电机供电系统上进行实验％发电机的主数为：3对，Y型连接，相电阻R/=R b=R y=3m$，相电感L/=L b=L y= 16iH，转矩常数X=8.25Nm/A，反电势常数X= 0.124V/(rad/s)。模式时，转速范围在0-3500r/min之间以60Nm恒转矩起动，在3500-7400r/min之间以22kW恒功率起动。发电模式时，转速范围在12000-18000r/min之间，通过PWM整现270V直流稳压输出，输率为40kW。
转变压器采用3对极磁转变压器，旋转变压器解码芯片采用AD2S1210。控制器采用SVPWM控制'5-]，开频率及数字控制采样频率&均为18kHa。
图6所示为磁阻旋转变压器在取不同绕组匝数下的结果，少匝数/多匝数=0.6%对比图6 (a)和图6(b)，在匝数减少之后，旋转变压器输信号Sin的平滑程度得到了提升％图6表明本文所提出的磁合抑制策有的效果%
图6旋转变压器绕组不同匝数下结果
图7所示为磁阻旋转变压器输出信号地与机壳地之间在不同接壳电容时的测试结果％对比图7(a)和图7(-可知，接壳电容C b由0.1iF增加到1.5iF后，磁阻旋转变压器输出信与机壳地之间的共模干扰电压4衰减了10倍左右％对比图7(-和图7(d)中的磁阻旋转变压器输角度信号0可知，接壳电容C b由0.1iF增加到1.5iF后，电机变的位置角度信号0变得较为光滑％图7表明本文所提出的电合抑制策略具有一定的H
珍珠猪毛菜%
3期薛开昶等：磁阻旋转变压器位置检测的电磁干扰抑制方法・77・
f(25|j ls/格)
(b)C b=1.5|xFTi?co
i(50ms/格)
消化系统的功能
(c)C b=O.lpbF下e
f(50ms/格)
(d)Cb=1.5pF下6
图7不同接壳电容C»下测试结果
t(2.5ms/格)
(a)转速滤波前后结果
/
(5ms/格)
(b)位置角度滤波前后结果
图8转速及位置角度信号滤波前后结果
图8所示为添加滤波和锁相环滤波前后转速和位置角度信号滤波前后的测试结果。此时，低通滤波器LPF1中A=0.99，未采用低通滤波器LPF2,PI调节器中X p=100,X=0.005。图8(a)中上面和波形分别表示滤波前和滤波后的转速信，图8(b)上和波形分别表示滤波前和滤波后的角度信号。滤波后转速信号和角度均具有较为明，图8表明本文所提出的：滤波和锁相环滤波具有一定的效果。
5
(1) 控制器率管的高频开关是磁：转变压器的主。磁转变压器会磁合和电合两方面的电磁，电组辐的磁场耦合转变压器输出绕组上磁「合，电组壳寄生电容将共模电压耦合转变压器输组上电合。
(2)小转变压器绕组匝数，加
转变压器的有效激励磁场，少磁转变压器输组耦合到外界磁场，对磁合形在有效抑制；在转变压器输出端与机壳间添加的电有效减小共模电压，对电合形成有效抑制。
(3)对角度信号进行锁相环滤波可抑制角度信号的波动。为了相环，态性，PI调节器的系数X以取100-300为，同引入由解码芯片获得的角频率来相环宽转速范围应用。加相补补锁相环的采样周期相前。
(4)3滤波，抑制角信
的。所提出的3滤波算法表法省去了滤波算法的排序运算，提了运算。加相补补滤波的相滞后。
(5)结表明所提出的磁合和电S 合抑制方法，相环滤波算法和滤波算法有效行。
参考文献
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