第55卷第1期2021年1月
电力电子技术
Power Electronics
Vol.55,No.l
January2021空调谐波治理方法的研究与应用 方小斌123，于洪涛3
(1.空调设备及系统运行节能国家重点实验室，广东珠海519070；
2.广东省制冷设备节能环保技术企业重点实验室，广东珠海519070；
3.珠海格力电器股份有限公司，广东珠海519070)
摘要：通过分析三相电源空调谐波的工作原理，提出了一种新的控制电路和基于虚拟电压理论锁相电源位置的矢量控制方法。在5P变频空调额定功率下测试，其结果表明，釆用新型六脉波脉宽调制(PWM)整流电路和全程双闭环矢量控制谐波治理技术后，机组功率因数高达0.999，电流总谐波畸变率(THD)为2. 91%，母线电压提升至650V，治理了三相电源空调谐波污染问题。
关键词：空调；虚拟电压；谐波治理
中图分类号:TM952.12文献标识码：A文章编号：1000-100X(2021)01-0091-04
Research and Application of Harmonic Suppression
Technology in Air-conditioner
FANG Xiao-bid23,YU Hong-tao3
(1.State Key Laboratory of Air-conditioning Equipment and System Energy Conservation,Zhuhai519070,China) Abstract:Operating principle of harmonic wave in three-phase power supply air-conditioner is analysed and a new control circuit and a vector control method are put forward based on virtual voltage theory to lock the position of power supply.The test results under rated power of5P variable frequency air-conditioner show that the power factor of the unit is up to0.999,current total harmonic distortion(THD)is2.91%,and the bus voltage is raised to650V after adopting the new six pulse wave pulse width modulation(PWM)rectifier circuit and the whole process double closed-loop vector control harmonic control technology,which has solved the harmonic polluti
on problem of three・phase power air conditioner.
Keywords:air-conditioner；virtual voltage；harmonic suppression
1引言
随着各国三相电源空调谐波标准门槛的提高，欧洲标准EN61000-3-2和国标GB17625.1 (设备每相输入电流W16A)对变频空调整机谐波的要求越来越高。而作为变频空调重要组成部分的PWM整流器是提升整机性能的关键。由于PWM整流器具有功率因数高、直流侧电压稳定、输入电流谐波小、电磁污染少等优点，因此广泛应用在变频空调的室外机中。
目前，国内三相电源变频空调谐波治理方法主要釆用三相LC谐振电路方案，该方案体积大，功率因数低，电流总谐波畸变率加。难以满足要求，且无法实现母线电压提升，输入电流为非
定稿日期:2020-06-02
利比亚 石油作者简介：方小斌(1979-)，男，湖北黄冈人，硕士，高级工程师，研究方向为变频驱动控制及新能源空调。正弦波。此外，三相L,C参数一旦选定，难于裁剪和移植。通常国内外文献对三相谐波控制系统优化的研究均以网侧电压平衡为基础进行设计IT，然而网侧电压不平衡普遍存在。三相三开关功率因数校正(PFC)电压分区判断与电网电压有关，在电网电压不平衡条件下，效果会明显变差，表现为
网侧7WD增加，功率因数降低。
针对现状，通过分析三相空调谐波工作原理，提出一种新的控制电路和基于虚拟电压理论锁相电源位置的矢量控制方法，实现了三相变频空调功率因数高达0.999，直流母线提升至650V，各次谐波满足THD t<5%标准的要求，解决了三相变频空调的谐波问题，同时提升了整机带负载能力。2谐波治理原理分析
三相谐波治理拓扑电路如图1所示，也称为六脉波三相PWM整流电路。此处提出的虚拟电压理论锁相电源位置的矢量控制方法替代图中虚
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Power Electronics
Vol.55 , No.l January 2021
线部分输入电压采样电路，节约硬件设计成本。当 满足三相谐波治理拓扑电路压源整流器(VSR)输 出功率、功率因数、直流母线电压、电流瞬态跟踪
和波形品质指标时，并要确保网侧电流总谐波畸
变率，则三相整流器电感需要取值在适当范围叫
若整流器满足THD t <5%阶跃扰动时的抗扰性能 指标，则整流器直流侧电容应足够大，并在实际应
自由交易
用中应兼顾直流电压跟随性指标。
R m
R
/a(/) Xu)
PWM 卜6
-
逆变 部分 及
PMSM
图1三相谐波治理拓扑电路
Fig. 1 Three-phase harmonic administer topology circuit
将图1中整流器开关函数模型从三相静止
a,b ,c 坐标系转换至两相坐标系，并设初始
条件下坐标系与d,g 坐标系重合。当d,g 坐
标系以电网基波角频率3同步旋转，分解成d,g 轴 分量，得两相同步旋转d,g 坐标系数学模型：
%
Lp+R -a)L
id +
5
a)L Lp+R
iq
Uq
式中：R 为三相VSR 功率开关管损耗等效电阻和网侧滤
波电感电阻之和；P 为微分算子。
3三相谐波矢量控制方法设计
网侧电流经过3s/2r 变换后成为直流
电流i d ,i,o 又因为嘉除受控制量u d ,u q 的控制 外，还受到交叉耦合电压3心3%和电网电压
的扰动，所以引入电流状态反馈解耦。以及 电网电压作为前馈补偿，两电流即可实现吗分
别独立控制。解耦控制见图2。然后如，吗通过
SVPWM 算法⑷，即可生成相应6路脉冲控制三相 桥功率开关的导通和关断，从而合成u d ,u…对应的 整流器交流侧电压矢量，间接地控制网侧电流：
吗=-|Kp+孚)(矿-石)-®厶诂勺 (2)
u d =- (K p +^~ j ((3)
式中：K ”K，为比例和积分调节增益；•为电流指令值。
92
图2综合控制策略示意图
Fig. 2 Schematic diagram of integrated control strate
3.1 控制系统PI 设计
由于PI 调节器中的比例部分能迅速响应控 制作用，积分部分则最终消除稳态偏差，故电压和
电流调节器可选用PI 调节器。e t ,e h ,e c ,i a ,i b ,i c 为
网侧三相电压、电流；厶为网侧滤波电感；C 为直
流侧滤波电容；为直流侧电压；ed,e°为电网电
动势矢量d,q 轴分量；认必为三相交流侧电流的
d,g 轴分量；如，吗为三相交流侧电压d,q 轴分量。
直流母线侧谐波治理方法以C 和厶作为控制
对象，采用电压外环、电流内环PI 控制器调节母 线电压波动和提前稳定直流母线变化。电压方程:
〃dc —
r ~ R" ” * Pg
S C
SCU&
(4)
将输出功率Rx 当作扰动量，则输入功率凡
可通过电容电压误差设计P1控制器参数。
电流方程为:信箱英文
•_1 1
Tin
一迂'Up 一辽严 n
(、)
将轴当作扰动量，则厶输出电压Up 可通过电
感电流误差设计PI 控制器参数。
根据电压方程设计电压外环，给定输入功率P 、：可由设置PI 控制器参数得到，有：
/v=-心心+K J (tv-¢4)dt (6)
电压控制如图3所示。
电压控制环 ' 执行电路
Kvi
+r ^Pin *f
电压 环
11
1
▽Ude
y •
s
sCUdc
亠
图3电压控制框图
Fig. 3 Voltage control block diagram
其传输函数和PI 参数为:
H (<(s) =_____________
电压环自然振荡频率为：
(7)
空调谐波洛理方法的研究与应用
电压环阻尼系数：
/=―心(9)
电压环P参数：
锚杆钻孔心=%叫S(10)
电压环I参数：
K沪CU站(11)
电流控制如图4所示。
电流控制环'执行电路
图4电流控制框图
Fig.4Current control block diagram
电流环PI控制器：
闭环传递函数为二阶系统：
乩($)=鱼共=异吩+K'_
i；n(s)Ls2+K^+Ka 电流环自然振荡频率：
禁播水浒电流环阻尼系数:(12)
(13)
(14)
(15)
式中：心为电流环P参数;K，为电流环I参数。
a，主要决定系统响应速度，取值受带宽影响。E唯一决定系统超调量，但还在有限程度上影响系统响应快速性，取值受系统形态影响。
上述设计的电压外环、电流内环的直流母线控制算法能够在各种电源条件下(各相电压不平衡、缺相、跌落、闪变、电源扰动、直流注入等)独立PI调节，实现三相功率因数的稳定控制。
3.2虚拟电压理论锁相电源位置设计
根据单相PFC拓扑结构(如图5所示)，分析六脉波PWM整流器的结构见图1，以R相为例，其他相同，当V2导通，电流从R相V2，流经VD。或VDe，达到S相或T相及其对应的电抗器。电抗器电流上升，储存能量，当V2关断，电抗器电流下降，将储存的能量通过V0或VDs转移到电容组内，供负载使用，然后到达S相或T相。通过调节PWM信号的占空比，使三相输入电流与对应的输入电压同相位，并使输出电压升高到一个恒定值。由上述分析可知，图1电路结构内由多路单相PFC的原理组成。可用虚拟电压理论锁相电源位置重构设计各路单相PFC电源位置，无需硬件电压乘法锁相电源位置，即可实现三相PFC控制。
Fig.5Single phase PFC topology
虚拟电压理论锁相电源位置重构设计如图5所示。输入电压观测状态空间矩阵虚拟电压方程:
%"兽+冷
%对时间t二阶求导，电流的二阶导数为零, Up为賞数，故求导为零，令:pi in=u m/L-uJL，则：
01/L
00
(16)
-\IL
in
x=u p=Ax+Bu(17)
+
U u
=Cx(18)
(19)
y=L=［i o］卜］l«in J
式中：•代表微分。
根据标准状态空间矩阵方程.，系统为线性时不变系统，观测矩阵为非奇异矩阵，即可观测。
设观测矩阵方程：
x=Ax+Bu+L(y-y')
式中："代表估计也为观测增益矩阵。
"展开，写为一般形式，得：，
订=+(%-舛)+人(為-订)，％=佐(為-几)(20)
利用观测增益矩阵方程，求取人仏即可。观测矩阵求解：
由式(17)-(19)可得：
x-x=A(x-x)-L(y-y)(21)代入式(18)，并令式(21)可化简为：
r=(A-LC)x(22)对式(22)进行拉氏变换，并由微分性质，经整理，记为矩阵形式：
sI-A+LC=
S0][01/L
+
1,1T s+/]-1/L
0s rlo0
120<2S
(23)
如果将两极点的位置设在(-5,3")是与观测带宽相关的量，并与二阶系统标准型对比，得人= 乂3",12=吠。综上，即求得妬，锁相电源位置。
4实验验证
为验证上述设计理论，采用TMS28035芯片设
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Vol.55,No.l
January2021
计一款5P三相变频空调驱动控制系统，其主要参数为：交流侧三相输入电压160-275V，直流给定电压650V，开关频率15kHz,£=1.2mH，输出滤波电容选取4个820jiF/450V串并联组成。
图6为采用虚拟电压理论锁相电源位置重构设计的R相电源位置。
481216202428323640
谐波次敦
1-
J
r
1
7谐皮丰阈值
,2k4()次谐振空測
-二一仁
图8交流侧R相电流谐波图
Fig.8Harmonic diagram of R phase current at AC side 5结论
//(10ms/格)
图6实际位置及重构位置波形
Fig.6Actual position and reconstruction position
图7a,b示出三相谐波控制系统交流输入电压220V，输出功率4.8kW时的实验波形。
1/(2s/格)"(5ms/格)
(a)母线电压和R相电流(b)R相电压、电流
图7实验波形
成温立交桥Fig.7Experimental waveforms
实验中釆用Fluke V iew Scopemeter波形分析软件对输入电流进行了谐波分析，如图8所示。可见，采用虚拟电压理论锁相电源位置矢量控制方法设计R相电源位置与实际电源位置误差小于0.5Hz,〃&稳定控制在650V，电压纹波小于5V，交流侧输入电流波形i。与输入电压血波形相位一致，波形畸变系数仅为2.91%，功率因数高达0.999。采用所提方案取得了较好控制效果。
在此提出的三相虚拟电压理论锁相电源位置的谐波治理方案，实现了变频空调的高功率因数，减少了对其他电子设备的干扰，治理了三相电源变频空调谐波对电网的污染。全程双闭环矢量控制谐波治理技术易于扩展和裁减，也可应用于直流电机的无级调压调速。同时，釆用了新型六脉波PWM整流电路、软启动充电电路、3s/2r变换，使输入电压、电流同相位且直流母线电压缓慢上升至给定值，冲击电流小，干扰小，保证了变频空调的可靠性。
参考文献
[1]Chongming Qiao,Taotao Jin,Keyue Ma Smedley.One-cycle
Control of Three-phase Active Power Filter With Vector Operation[J].IEEE Trans,on Industrial Electronics,20041 51(2)：455-463.
[2]张纯红，顾和荣，赵清林•单周期控制无乘法器三相电
压型PWM整流器[J].电工技术学报,2003,18(6):28-
32.
[3]李程.直接电流控制的三相桥式PWM整流电路的
设计与分析[J].通信电源技术，2010,26(5):55-56. [4] 李杰，陈国呈，王得利，等.三相PWM整流器直接电
流控制中进行SAPWM的新方法[J].电工电能新技术, 2007,26(4):36-41.
(上接第90页)以自动实现正反向切换，且适用于宽范围；②可在全负载范围实现ZVS开通；③采用混合控制策略可在占空比较小时，通过调节开关频率减小开关管关断电流，从而减小关断损耗。
参考文献
[1]张丰一.双向全桥LLC谐振变换器的优化控制与设
计[D].济南：山东大学,2019.
[2]阳波.大功率双向电动汽车充电电源的研究[D].长
沙：湖南大学,2016.[3]陈建龙.电动汽车的双向DC/DC变换器的研究[D].哈
尔滨：哈尔滨工业大学,2015.
[4]沈凯.双有源全桥双向DC/DC变换器全功率范围
ZVS控制策略研究[D].杭州：杭州电子科技大学，2019.
[5]查恺华.双腔双向运行LLC谐振变换器设计[D].南昌：
南昌航空大学,2019.
[6]余致远，许晓晖，吴红飞，等.双向串联谐振变换器的
定频PWM控制策略研究[J].电工电能新技术，2019, 38(8):36-42.
[7] 江添洋.双向谐振型DC/DC变换器的研究[D].杭州：
浙江大学,2015.
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