清华大学学报(自然科学版)
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1998年第38卷
6的乘法口诀教学设计
J o urnal of T sing hua U niv ersity (Sci&Tech)第3期第77～81页
一种倍流同步整流有源箝位DC /DC 变换器的研究
周伟松, 胡蓉芳, 周 权†, 盛立明†
清华大学电机工程与应用电子技术系，北京100084; †北京迪赛通用技术研究所，北京100081
收稿日期:1997-03-17
第一作者：男,1973年生，硕士研究生
文 摘 为提高低输出电压的DC /D C 变换器的效率，提出了一种倍流同步整流有源箝位DC /D C 变换器，电路拓扑主要包括有源箝位电路、隔离变压器和倍流同步整流电路。分析了该变换器的工作原理，并进行了稳态分析，给出了各开关器件的电压、电流应力公式。理论分析表明，该变换器的开关 器件的电压应力特性优异，开关器件均可实现零电压开通，适用于较宽的输入电压范围和较高的开关频率，实验样机得到了较高的效率和功率密度。
关键词 倍流同步整流；有源箝位；零电压开关;D C /DC
变换器
分类号 T M 465
整流电路是DC /DC 变换器的重要组成部分，传统的整流器件采用功率二极管。由于功率二极管的通态压降较高(压降最小的肖特基二极管也有0.55～0.65V )，因此整流损耗较大。由于集成电路已逐渐采用微功耗设计，供电电压逐渐降低，某些工作站和个人电脑要求有3.3V 甚至低至1.8V 的供电电压[1]。显然,DC /DC 变换器在输出如此低的电压时，整流管的功耗占输出功率的比重将更大，致使变换器效率更低。另一方面，仪器设备的小型化设计要求尽量缩小其电源的体积，但耗散功率大恰成为电源小型化、薄型化的障碍。80年代初，高频功率MO SFET 刚开始得到发展,N EC 公司的S.IKE-DA 等人就提出了一种新的整流管[2]
电力宽带，即采用功率MO SFET 代替功率二极管作为整流元件，从而实现了输出整流管通态压降小、耗散功率低，效率高的DC /DC 变换器。功率M OSFET 是一种电压型控制器件，它作为整流元件时，要求控
制电压与待整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称为同步整流电路。为满足更高频率、更大容量的同步整流电路的需要，人们不断地探索并提出更新的功率
M OSFET 结构[3]
。
本文提出了一种倍流同步整流有源箝位DC /
DC 变换器拓扑结构，并对其进行分析研究。在48V /5V (30A)DC /DC 变换器模块中应用，实验结果令人满意，效率达到90%，并实现了模块设计的小型
化、薄型化，尺寸为119mm ×81mm ×12.7mm 。
1 电路拓扑分析
图1为倍流同步整流有源箝位DC /DC 变换器的主电路拓扑图。变换器采用有源箝位电路,V in 为直流输入电压,S 1为主开关,S 2为辅助开关,S 3和S 4为同步整流管(S 1～S 4均为N 型MO S 管),T 为隔离变压器,S 2和C 组成有源箝位网络。D 1～D 4代表S 1～S 4的体二极管,C 1～C 4代表S 1～S 4的等效结电容,L lk 为T 的漏感,L m 为T 的励磁电感,T 1为理想变压器，变比为N 1。工作时S 1和S 2轮流导通， 当S 1关断时,S 2导通，箝位电容C 被并联到T 的原边，为漏感电流提供一个低阻抗的无损耗的通路，从而在每个开关周期中以最小的损耗来吸收和回放电能，同时变压器T 铁心磁通又可自动复位。整流电路采用倍流同步整流形式，同步整流功率M OSFET S 3和S 4采用自驱动控制;L 3和L 4为滤波电感,C 0为滤波电容,R 0为负载等效电阻，输出电流由L 3和L 4电流叠加供给，故称之为倍流同步整流电路。值得注意的是，通常使用MOSFET 时，控制电压加在栅极(G)和源极(S)之间，而S 3和S 4的控制信号却是加在栅极(G )和漏极(D )之间。这是因为功率M OSFET 内部存在一个反并联的体二极管，控制信号加在G 和D 之间就使整流功率MO SFET 在控制信号为零时具有反向电压阻断能力。
传统整流电路工作时，当滤波电感较小或负载电阻较大或开关频率f 0较低时，将出现电感电流在一个周期结束前就下降到零并一直保持到周期结束
图1 倍流同步整流有源箝位DC /DC 变换器拓扑
的情况，这就是不连续导电工作模式[4]
。而同步整流电路只有连续导电工作模式，原因是功率MO SFET
导通后具有双向通流能力。其优点是：电路在全负载范围内，工作状态均属连续导电模式，控制电路稳定性好。而传统整流电路往往不适合空载(或轻载)工作，需要预先加一固定负载保证最小输出电流，使电路工作在连续导电模式；在设计传统整流电路的滤波器时，为了保证轻载下电流连续，往往采用较大电感量的滤波电感，因而在大电流时功耗较大。在对功耗要求较苛刻的设计中，若采用同步整流电路，则可以选用较小电感量的滤波电感，同时增大滤波电容来满足降低输出纹波的要求，这样可以明显降低滤波器损耗，提高变换器效率。
2 电路工作过程分析
图2为开关S 1和S 2的控制电压时序图
。
图2 控制电压时序图
下面分4个阶段描述电路的工作过程。 第一阶段：主开关S 1导通阶段(t 0～t 1)，等效电路见图3(a )。在这个阶段，主开关S 1导通，辅助开关S 2截止，箝位电路断开，输入电压通过S 1加到T 1上，此
时v 1=V in ,v 2=V in /N >0，因而S 4处于导通状态,S 3处于截止状态,T 1副边电流i 2通过L 4、S 4为负载供电(称L 4的电流i 4为主流)，同时,L 3的电流i 3
通过负载和S 4续流。在此阶段中V in 供给变换器的能
量一部分经变压器传递给负载，另一部分则转变为变压器的励磁电感L m 的储能。
第二阶段：主开关S 1关断到D 2开始导通(t 1～t 2)。t 1时刻,S 1关断，由于T 存在漏感，输入电流i S 不会立即降为0，而是逐渐减小并为C 1充电,v S 1上升,v S 2下降；到t 2时刻,v S 2下降到0,D 2开始导通。整流电路依次经历:S 4关断,D 4为S 4续流而导通;D 3导通,L 4完成由主流到续流的过渡;D 4关断,L 3完成由续流到主流的过渡;S 3零电压导通,D 3关断。
第三阶段：箝位电路作用阶段(t 2～t 3)，等效电路见图3(b)。t 2时刻起，由于D 2导通，箝位电容C 与变压器的原边绕组并联。t 2′时刻,S 2零电压开通,D 2
随即因导通压降比S 2大而截止。i C 从D 2导通时起，先是对C 充电，同时,i C 逐渐减小，到t c 时间,i C 减小到0,C 放电,S 2允许电流i C 反方向流动。在t 2～t 3期间,v 1=-v C ,v 2=-v C /N <0，因而S 4处于截止状态,S 3处于导通状态,T 1副边电流i 2<0,-i 2通过L 3和S 3向负载供电(L 3主流)，同时,L 4的电流i 4通过负载和S 3续流。这一阶段，励磁电感L m 将储能释放给负载。
(a )t 0～t 1阶段等效电路
(b)t 2～t 3阶段等效电路
图3 两个主要工作阶段的等效电路(忽略漏感)
第四阶段：辅助开关S 2关断到主开关S 1开始导
通(t 3～t 4)。t 3时刻，驱动信号使S 2关断，由于T 存在漏感,i C 并不立即消失，而是逐渐减小并为C 2充电,
v S 2上升,v S 1下降。若L m 较小，当v S 1减小到0后,-i m 的值比i 2/N 还大，电流-i S 企图给C 1反向充电，但由于D 1开始导通，为-i S 提供通路，此时，主开关S 1
可实现零电压导通。整流电路依次经历:S 3关断,D 3
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为S 3续流而导通;D 4导通,L 3完成由主流到续流的过渡;D 3关断,L 4完成由续流到主流的过渡;S 4零电压导通,D 4关断。
从以上分析可以看出，在S 1～S 4开通时,D 1～D 4分别已经导通，因而S 1～S 4实现了零电压开通。
3 电路稳态波形分析及主要参数计算
通过电路稳态波形分析，不仅可得到电路的稳
态电压、电流波形，还可得到该DC /DC 变换器的稳态电压比，电感电流纹波，输出电压纹波，开关器件的电压、电流应力等重要参数。3.1 初步分析
分析时的假定条件：电路中的电感、电容、功率MO SFET 、二极管等均是理想的；输出电压的纹波Δv 0与其平均值V 0相比小得多，认为v 0=V 0,i 0=I 0；箝位电容C 上的电压纹波Δv C 与其平均值V C 相比也小得多，认为v C =V C ；漏感L lk 与励磁电感L m 相比小得多，认为L lk =0。
由假定条件可知，开关转换瞬间完成，则t 1～t 2,t 3～t 4时间段均可忽略，记导通比D =(t 1-t 0)/T S ,D ′
=(t 3-t 2)/T S ,T S 为开关周期，则D ′ 1-D 。由图3可知,DT S 阶段,v 1=V in ,v 4=V in /N -V 0;D ′T S 阶段,v 1=-V C ,v 4=-V 0，根据伏秒平衡规律，有
V in D T S -V C (1-D )T S =0(1)V in
N -V 0
D T S -V 0(1-D )T S =0
(2)
解得
V C =V in D 1-D (3)
V 0=V in
N D (4)
变换器的稳态电压变比为
M =V 0V in =D N
(5)
由以上分析结合图3进一步进行稳态计算，得到如图4(a)所示的稳态波形,(1)为主开关S 1的控制电压v GS1波形，图中I m =I 3/N ,I S =I 0/N ,I 3+I 4=I 0，由图4(a )可进一步得到各电流的纹波峰峰值：电流变化率的绝对值与该变化率持续时间的乘积，如
Δi 4(p -p )
=V in
N L 4
D (1-D )T S
(6)Δi 3(p -p )
=V in N L 3
D 2
T S
Δi C 0(p -p )比较式(6)和式(8)可看出，倍流同步整流与无倍流的同步整流电路(图1中去掉L 3即是)相比输出滤波电容电流纹波小得多，这样就减小了滤波电容的负荷；同时，电感电流的直流部分I 3+I 4等于负载电流I 0，可见负载电流由L 3和L 4共同分担，因此电感的直流工作点比无倍流的同步整流电路低，有利于降低实际电路中电感的损耗。
由图4(a)很容易进一步得到开关电压、电流应力公式，如
v S 1(max )=v S 2(max )=V in
1-D =V in D N N D (1-D )=V 0
N
D (1-D )
(9)
i S 1(max)=I S +i S(p -p )2=I 0
N
+
V in L m +V in N 2L 4(1-D )D T S
2
(10)
由式(9)可知,V 0一定时，开关S 1和S 2的电压应力随V in 的不同而变化的幅度很小(当导通比D 从0.3～0.7变化时，应力值变化范围是4N V 0～4.76N V 0)，这是有源箝位电路的优点。3.2 修正分析
上节假设条件v 0=V 0，且v C =V C 的前提是C 0
乡村社会学和C 无穷大，然而实际电路中C 0和C 不可能无穷大，从而v 0和v C 实际上有纹波。下面求出v 0和v C 的纹波表达式，作为设计电路时选取C 0和C 的依据。
将i C 0的波形重画于图5(a )，并画出v 0的修正波形，设L 3=L 4=L ，则
Δv 0(p -p )=
1C 0
∫
t 2+t 32
t 0+t 12
i C 0(t )d t =
酒店点菜系统(1-2D )T 2
S 8LC 0DV in
N =
(1-2D )T 2发热手套
S
8LC 0
V 0
(11)
若令D =0.4,T S =4μs,L = 1.5μH,C 0=
30μF，则Δv 0(p-p)=8.9×10-3V 0,v 0的纹波很小。
将i C 的波形重画于图5(b)，并画出v C 的修正波形，则
Δv C (p -p )=
1C
∫
t 3+t 22
t
2
i C (t )d t =
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周伟松，等: 一种倍流同步整流有源箝位DC /DC 变换器的研究
(a)稳态计算波形 (b)实验电路波形
图4 倍流同步整流有源箝位DC/DC变换器稳态波形
若令D=0.4,T S=4μs,L m=100μH,L3= 1.5μH,N=4,C=2μF，则Δv C(p-p)= 1.0×10-2 V C，可见,v C的纹波也很小。
由以上分析可见，对一个实际电路模型，假设条件v0=V0,v C=V C是合理的，因而稳态分析的误差很小。4 实验结果
采用倍流同步整流有源箝位DC/DC变换器电路为主电路，研制了高效率(90%)的48V/5V (30A)DC/DC变换器模块。模块主电路参数为T S= 3.6μs,L3=L4= 1.5μH,C0=300μF,C= 0.5μF,N=4,L m=100μH,L lk=1μH。在V in= 48V,V0= 5.0V,I0=20A条件下，样机实验波形
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如图4(b)所示。实验所得波形在开关转换瞬间，电压、电流有小尖峰，这是由电路的杂散参数引起的；另外，由于理论计算忽略v 0的纹波及电路寄生参数，当i C 0幅值较小时,i C 0的计算波形与实际波形有所差别。总的来说实验结果与理论分析基本吻合
。
(a
)
(b )
图5 v 0,v C 修正波形图
5 结 论
1)同步整流MO SFET 的通态损耗低，主开关
S 1、辅助开关S 2、同步整流M OSFET S 3和S 4都可实现零电压开通，开通损耗也低，电路可工作于较高的开关频率下，获得较高的功率密度;
2)电路具有单一的稳态工作模式——连续导电模式，可采用较小的滤波电感，同时加大滤波电容满足纹波要求，从而减小滤波损耗;
3)倍流同步整流电路明显降低滤波电容的电流负荷，在采用同样的电感，满足同样的输出纹波要求时，可采用较小的滤波电容；同时由于降低了滤波电感的直流工作点，电感的损耗也较小;
4)采用有源箝位电路，变压器不需要复位绕组；箝位电容的稳态电压随开关占空比而自动调节，因而占空比可大于50%;V 0一定时，主开关、辅助开关应力随V in 的变化不大；所以，在占空比和开关应力允许的范围内，能够适应较大输入电压变化范围的情况。
参 考 文 献
1蔡宣三.世界电子电源大景观.电子产品世界,
1996,(4):56～582
Ikeda S,Usunag a Y,Yo shida H .Po w er M O SFE T for switching reg ulato r.In :Pr oc IEEE IN T EL EC,
1982.212～2153
Liang
Y
C,
O r ug ant
R,
Oh
T
B .
Desig n
co nsider atio ns of po w er M O SF ET for hig h f requency sy nchr ono us rectificatio n.
I EEE T ra ns o n Po w er
Electr onics,1995,10(3):388～395
埃及穆斯林兄弟会4蔡宣三，龚绍文.高频功率电子学——直流-直流变换部分.北京：科学出版社,1993
Research on a DC /DC converter using current double synchronous rectifier
and active clamp circuit
ZH OU Weisong ,HU R ongfang ,ZH OU Quan †
,
SH EN G Liming
†
Depar tment of Electrical Engineering ,
Tsing hua U niv er sity ,Beijing 100084,China;†Beijing Desig n Co mmo n T echno log y Institute,
Beijing 100081,China
Abstract By using sy nchr onous rectifier ,a high er efficiency lo w-v o ltag e o utput D C /DC conv erter mo dule can
be achiev ed.This pa pe r presents a kind o f sy nchr ono us rectifica tio n DC /D C co nv er ter ,which includes activ e clamp circuit ,insulating tra nsfo rmer ,and cur rent do uble sy nchr onous r ec tifier.The o peration analy sis and steady -state analysis ar e made.T he fo rmulas o f v o ltag e and
cur rent str ess acr oss the switch es a re presented.Results of th e a naly sis sho w tha t th e char acter o f vo ltage ac ross the sw itches is g oo d e no ug h to allo w a wider input v o ltag e rang e,and zer o v oltag e switching (ZV S)o f the switches is po ssible,leading to higher efficiency ,high er pow er density a nd possible hig her frequency o pe ratio n.
Key words cur rent do uble sy nchro nous rectificatio n;
activ e cla mp;zero v o ltag e switching (ZV S);D C /DC co nv er ter s
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