电力电子技术
Power Electronics
第53卷第6期
2019年6月Vol.53 , No.6June 2019
詹天霞，戴慧纯，张方禹，王正仕
(浙江大学，电气工程学院，浙江杭州310027)
摘要：介绍一种基于CLLC 拓扑的双向DC/DC 谐振变换器，该变换器容易受到谐振腔寄生参数的影响。此处在
考虑次级结电容这一寄生参数的情况下，对变换器的工作模态进行分析，并根据变换器等效电路列出次级结 电容参与电路工作时各关键波形的表达式，以讨论结电容带来的振荡对电路的危害。使用基波分析法推 导考
虑结电容影响的变换器增益公式，在此基础上提出变换器的优化设计方案以缓解结电容带来的电路振荡，釆 用burst-mode 控制策略以解决输出电压漂高的问题。最后通过一台3.3 kW 的实验样机对上述分析及设计方案 进行验证。 关键词：变换器；结电容；基波分析
中图分类号:TM46
文献标识码：A 文章编号:1000-100X(2019)06-0104-04
Research on the Influence of Junction Capacitor on
the Bidirectional CLLC Resonant Converter
ZHAN Tian-xia , DAI Hui-chun , ZHANG Fang-yu , WANG Zheng-shi
(Zhejiang University , Hangzhou 310027 , China)
Abstract : A CLLC topology-based bidirectional DC/DC resonant converter is introduced. T he c
onverter is easily influ
enced by the parasitic components in resonant cavity.Operating modal of this converter considering the junction ca
pacitor on the secondary side is analyzed and the expressions of key waveforms when the junction capacitors on the
secondary side take part in the circuit working is derived according to the equivalent circuit of the converter to dis
cuss the harm of oscillation taken by the junction capacitor to circuit.The expression of voltage gain of the converter considering effects of junction capacitor is derived by the fundamental wave analysis method and on this basis , the
optimal design method of the converter in order to decrease the resonance taken by junction capacitor and the burst -
mode control strategy are proposed in order to solve the voltage rising problem.To confirm the proposed analysis , the experimental results with a 3.3 kW prototype are presented at last.
Keywords : converter ； junction capacitor ； fundamental wave analysis
Foundation Project : Supported by Basic Public Welfare Research Project of Zhejiang Province (No.LGG18E070002)
1引言
CLLC 谐振变换器的自然软开关特性来自谐
振电流在死区时间内对初级结电容的充放电；而 次级结电容又常常导致变换器振荡与输出电压漂
高的问题。目前已有文献［1-2］对LLC 谐振变换器 结电容的影响进行了研究。
针对上述问题，此处就次级结电容对CLLC 谐振变换器的影响进行研究。首先，对次级结电容
参与变换器工作时的模态进行分析，并讨论该结 电容在此阶段产生的振荡对电路的危害，然后使
用基波分析法，推导该结电容影响下电压增益的
基金项目：浙江省基础公益研究项目(LGG18E070002)定稿日期：2018-10-30
作者简介：詹天¢(1993-)，女，重庆人，硕士研究生，研究 方向为双向直流谐振变换器。
表达式。在上述分析的基础上，提出电路设计的优 化方案。最后，通过实验样机验证上述分析的正确
性与优化方案的有效性。
2结电容对CLLC 谐振变换器的影响
双向CLLC 谐振变换器的拓扑结构如图1所
示。开关管V 厂V “V5~V8分别构成初、次级的全桥 结构。正向工作时，给V|~V4互补对称的驱动信 号，给V,~V8全关断信号；反向工作时，各开关管 工作状态与正向工作相反。
V 』
负
图1双向CLLC 谐振变换器拓扑
Fig. 1 Topology of bidirectional CLLC resonant converter
104
结电容对双向CLLC谐振变换器彩响飭研究
2.1正向欠谐振状态下的工作模态
由于该变换器正反向工作原理类似，且次级结电容均在欠谐振状态下参与电路工作。下面仅以图2所示的正向欠谐振工作波形为例，分析变换器的工作模态。
图2欠谐振状态下工作波形
Fig.2Operation waveforms of under resonance frequency 模态1因~切to时刻，给VI,V4开通信号，给V2,V3关断信号，次级二极管vd5,vd8导通，VD6, VD7关断。次级谐振电流大于零，变压器被输出电压箝位，励磁电感h不参与谐振，谐振电感厶、初级谐振电容心、次级谐振电容2构成谐振腔。
模态2[勾~切勺时刻，次级谐振电流过零，VD5,VD8本应自然关断，但由于次级结电容Cj的存在，两侧谐振电流出现振荡,£r,C tl,L m,C r2和C」构成谐振腔。
模态3[t2~t3]$时刻，给V-V4关断信号，进入死区时间。两侧的谐振电流都将在％时刻前将两侧结电容充放电完成，并分别通过VD2,VD3和vd6,vd7续流。％时刻，给V2,V3开通信号，实现零电压开通。
2.2产生振荡的原因与危害
根据前述分析，次级结电容的存在会导致双向CLLC谐振变换器工作于模态2时产生振荡。原本V D5,VD8将在“时刻零电流关断，由£r,C rl,£m构成谐振频率的谐振腔。但G会形成频率$=2x5的高频振荡叠加于原来的谐振波形。
3=1/[2“\/(厶+厶,)心](1) w2=Vl/C rl+1/C r；+1/C/(2)若不考虑线路电阻，令进入模态2的时刻“= 0，图3为其等效电路。
(a)正向工作时(b)反向工作时
图3变换器处于模态2时的等效电路
Fig.3Equivalent circuits when converter working in mode2则由图3所示等效电路可得：变换器工作在模态2时，次级谐振电流讥“、次级开关管电压%V7(t)、励磁电流i m(t)、初级谐振电流分别为:
i,(t)=r i s ina)2t(3)
u&v?(«)=r2cosaj^t+j2(4)
^(0=^11(0/+/3/+93(5)
i p(i)=r4sin<U2<+/^+?4(6)
式中对应各系数在不同工作方向时的取值如表1所示，其中"为变压器匝比。
表1工作于模态2时的波形系数
Table1Coefficients of waveform working in mode2
血={〃8(0)-〃“+(1+"1”)0+%，(0)]}/(3厶)；B产〃。-血/(◎•¢)/2=^3(0)-^+^+^.(0)1/(3/,)^2=^-4/(32%)°参数正向工作反向工作
r\-AJn
r2A i/(2ruo2C i,)Ayr/(如C j')
h(B1+[/0)/(2n)(B2+t/o)n/2
h£/(y耐)a/(/£
h[B^U^W]IL m[盼如(0)%
如U0)人(0)
A4/(厶£'硏)-血A J(厶mCj S?)-L q A JL m-A2
丿4
[fi,+t/O2.(0)y£m[B2+U a vW]/L a 血/m(0)人(0)
由于次级结电容给变换器带来了额外的电流，那么也导致了额外的能量损耗，即：
Pg=r?RJ2(7)
^s=r s+fwie+^ESRj(8)式中：r，为变压器次级绕组电阻值；为次级线路电阻值；R网为结电容等效串联电阻值。
若初级谐振电流ip(t)振荡过零，将导致电流由开关管向其反并联二极管换流，增加导通损耗：P^=f[^sD-^J P(t)]ip(t)Zdi(9)
J O|
式中：$“2为必⑴振荡过零的时间段；％为二极管导通压降;Rm为开关管导通电阻;_/；为开关频率。
若次级开关管电压振荡过零，将导致二极管提前开通，增加导通损耗p~。同时，变换器将向负载输出额外的功率，导致变换器输出电压漂高。
P^=(10)式中：$3~3'为^…(«)振荡过零的时间段。
2.3结电容对CLLC谐振变换器增益的影响
电压增益是CLLC谐振变换器的重要特性。在分析变换器增益特性时，因谐波分量相对于基波分量所占比重较少，所以可以忽略谐波分量，使用基波分析法。
考虑次级结电容的双向CLLC谐振变换器基波分析等效模型如图4所示。将C r2,C，和R折算到初级，得到等效谐振电容、结电容和负载分别为：C r2'=C r2/n2,C/=Cj/n2,R'=8n2/?/7T20将角频率进行归一化，令:gl=C a'/C rl,g2=C/心,k=L m/L,,f t=1/ ),f n=f./f…Q=Vnc7/R'a
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第53卷第6期
2019年6月电力电子技术
Power Electronics
Vol.53, No.6June 2019
(a)正向工作时
(b)反向工作时
图4基波分析等效模型
Fig. 4 Fundamental wave analysis equivalent model
输能量的时间段进行了能量传输，导致输出电压 漂高，甚至电压增益曲线不单调，调频控制失效。
要保证变换器在各个负载状态下均可实现宽
氢的同位素电压范围的输出，可以考虑使用burst-mode 控制 策略。该策略的程序流程图如图6所示。
由图4a 可得，正向工作时输出电压增益为：
Gz=l/V^W
(11)
式中：甌=n [(gi +g2) (f^k -14/,2) +gg20: ( 1 *)]/( AyQ ；M =
速率法
n Q (-fnk-gi fnk-f^+g\ f*k +1 )/(^/,¾ ) o
由图4b 可得反向工作时输岀电压增益为：
G^=1/VM 2W
(12)
式中：皿2=[ (gi+^gzV ；% +^(^/,¾ - 1 ) ( 1 咗)_ 1 ]/(皿&盒)；
N2=nQ£k+g 、处川-gfk-\)/(&/；% )o
根据, G 应的表达式绘出考虑次级结 电容的电压增益曲线如图5所示。可见，无论变换
器工作方向如何，次级结电容会使变换器输出电 压漂高。次级结电容越大，负载越轻，频率越高，输 出电压漂高的现象越明显，甚至可能导致增益曲
线不再单调，变换器失调。
图6 burst-mode 控制策略程序流程图
Fig. 6 Program flowchart of burst-mode control strategy
()⑴
5
天津市供热协会80.
p =oj -<.■:;......
0=W
0/)
4实验结果
I 1.5
2 2.5A
]、(a)不同e 青况下正向增益
E n o n
(2=0.01 @=0.05
4^--------
亠
'、'.........
'£>=0.1
u s g
5'1
1.5
2
168声讯台
2.5 3
/n
I 3 (b)不同g 2情况下正向增益
基于上述分析，制作一台额定输出功率3.3 kW 的实验样机，样机在进行优化设计前后的关键参
数如表2所示。
1 1.5
2 2.5 3
*'1 1.5 2 2.5 3
(c)不同0情况F 反向增益 (d)不同情况F 反向增益
图5电压增益曲线
Fig. 5 Voltage gain curves
3变换器设计方案优化
3.1参数设计的优化
要使初级电流和次级开关管电压振荡均不过
零，须满足以下不等式：
|r. |<|4(0)| (13)”dsV5(t)>0神华集团有限责任公司
(14)
设计参数时，首先应根据Gz,G 血g 的表达
式绘出考虑次级结电容影响的电压增益曲线，在 电压增益尽量满足要求的基础上，结合式(3)-(6),
(13),(14)以及A 1,B l ,A 2,B 2的表达式进行微调,
以尽量减小结电容带来的电路振荡。
3.2输出电压漂高问题的优化
次级结电容的存在使变换器在不该向负载传
106
Table 2 Prototype parameters
表2样机参数
样机参数
优化前
优化后
MOSFET 型号
SCH2080KE SCH2080KE Tl
1.17：1 1.17：1LJ\M
2202003027C rl /nF 100110C r2/nF
220240
图7给出基于该样机优化后参数的PSIM 仿
真波形与用式(3)-(6)以及A 1,B 1,A 2,B 2表达式 绘出的振荡波形的对比结果，可见，前述振荡波形
表达式具有较准确的描述性。
15
10
:5()
50
入⑴计算
fs(/)借真
希罗达I 2
r/ys
(a)正向工作时
图7计算与仿真结果对比
Fig. 7 Comparison of calculation and simulation
results
结电容对双向CLLC谐振变换器影响飭研究样机进行参数优化前后工作于欠谐振状态的
次级关键波形分别如图8a,b所示。该样机通过电
路参数的优化，有效抑制了次级结电容带来的谐
振电流振荡与次级开关管电压振荡，减小了电路
损耗。如图9所示，正、反向最高工作效率分别为98.2%和97.7%O
//(50”/格)
图10输出电压波形Fig.10Waveform of output voltage
图8样机次级关键波形
Fig.8Key waveforms of prototype on the secondary side
99r-
97-^957
93
91
0.5
Y仏=3如V|
3^0=450V
99
1.52
2.53
Po/kW
(a)正向工作「•不同输出电压下
97
冬95
e-
93
91
0.51 1.52 2.53
P o/kW
(b)反向「.作「不同输入电圧下
图9实验样机正反向工作效率曲线
Fig.9Efficiency curves of prototype working forward or backward 如图10所示，该样机在轻载高频条件下，采用burst-mode控制策略，将输出电压波动范围控制在几伏以内。5结论
此处基于双向CLLC谐振变换器，分析了次级结电容对电路性能的影响，并根据基波分析法求出该寄生参数对电压增益的影响。在此基础上，提出CLLC谐振变换器的设计优化方案，以缓解次级结电容带来的振荡问题及输出电压漂高的问题，并基于该方案设计了一台3.3kW的实验样机，验证了理论分析的正确性与方案设计的有效性。
参考文献
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(上接第89页)态选择DSVPWM和SVPWM两种策略下对IGBT键合线进行了三维建模。由仿真结果可知，采用闭环动态选择的DSVPWM可使IGBT 键合线具有更小的温度。因此，采用这种方法可以使IGBT键合线具有更小的热应变，使IGBT具有更高的热可靠性。
4.3实验验证
为了验证理论和仿真结果的真实性，搭建了一个3L-NPC逆变器实验平台。具体实验参数如下：(4=200V，九=6kHz，直流母线电容C=1|iF, M=0.8，采用DSP控制和FGH40N60SFD型单管IGBT O逆变器的热可靠性不能够直接进行检测，一般通过IGBT的几来反映。由实验结果可知，SVPWM控制下IGBT最高7>59.8七，闭环动态选择DSVPWM控制下IGBT最高7>46.1咒。因此，选用闭环动态选择DSVPWM方法能实现对IGBT 几的有效抑制，提升逆变器系统的热可靠性。
5结论
热可靠性对逆变器的稳定运行至关重要。基于GDSVPWM策略，提出了一种闭环动态选择DSVPWM策略，可以根据负载功率因数的大小合理选择调制策略，使逆变器的热可靠性得到提高。在此基础上，对提出的策略进行了仿真和实验，仿真和实验的结果验证了该策略的有效性，采用这种闭环动态选择非连续PWM方法可以有效提高逆变器的热可靠性。
参考文献
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