南宁pm2.5CMOS差分放大器的基本电路结构如图 (a)、（b）所示
二、工作原理
假设M3与M4完全一致，则有：ID3＝ID4，即 ID1＝ID3＝ID4。根据输入状态来分析该电路的工作原理：
（1）VGS1＝VGS2，则M1与M2的电流相等，即有：ID1＝ID2，所以ID4＝ID2，此时的输出电流为Io＝ID4－ID2＝0。 （2）VGS1＞VGS2，ID1＞ID2，则ID4＞ID2，输出电流Io＝ID4－ID2＞0。
（3）VGS1＜VGS2，ID1＜ID2，则ID4＜ID2，输出电流Io＝ID4－ID2＜0。
且由于ID1＋ID2＝IS，所以ID1的增加量（或减小量）等于ID2的减小量（或增加量），这样输出电流Io等于差分对管的漏极电流ID1与ID2之差，它的最大电流值为IS，从而实现了差分放大器的差分输出信号转换成单端输出信号。
图(b)则是另一种形式的CMOS差分放大器，PMOS管M1与M2作为差分对管，NMOS管M3与M5构成电流源电路，作为差分放大器的负载。差分放大器的工作电流由电流源IS所提供，该电路的工作原理如同图 (a)的电路结构一致。
三、电路分析——大信号分析
以处于饱和区的NMOS管M0作为电流源。
转换特性
（1）Vi1<<Vi2：M1截止，M3也截止，由于M4与M3完全相同，则M4截止，因此无电流从VDD中抽取，M2与M0工作在深线性区，电流也为 0，因此Vo=0。
（2）当Vi1接近Vi2：M1导通，通过M3对ID0分流并使M4导通，则其输出电压依赖于ID4
与ID2之间的差值。对于Vi1与Vi2间差值很小时，M2、 M4饱和，产生了高增益，如图(b)所示，当Vi1大于Vi2时，ID1 、|ID3| 、|ID4|增大而ID2减小，最终驱动M4进入线性区。
（3）Vi1>>Vi2：VGS2＜Vth2，M2截止，M1、M3、M0饱和，M4工作于深线性区 ，并为零电流，故Vo=VDD。注：当Vi1 ＞ VA＋Vth时，M1 进入线性区。
方舟子打假林志颖（4）CMOS差分放大器的输入－输出特性可以用前图表示 CMOS差分放大器的输入－输出特性可以用前图表示。
四、电路分析－－输入共模电压
由以上的分析可知，只有电路中的所有MOS管都处于饱和区时，电路的增益为最大，而为了保证MOS 管处于饱和区，则必须对电路的输入共模电压进行合理的设定。由图（a）可以看出，M2饱和的条件是VDS2不小于VGS2－Vth2，因此为了得到大允许输出压摆，输入的共模电平越小越好，但其小值为：VGS2+VDS0,min，此时放大器的输出最小为：VGS2＋VDS0min－Vth。
CMOS差分放大器中输入共模电平与输出压摆间的直接相关是这种电路的一个明显的缺点。
五、电路分析－－平衡输入时的输出电压
平衡输入是指Vi1=Vi2，假设电路中M1与M2，M3与M4完全对称，存在沟道制效应为保则根据但由于存在沟道调制效应，为了保证ID1＝ID2 ＝ ID3 ＝ ID4，则根据饱和萨氏方程可知：Vo的电位必须与VA的电位相等，以确保VDS1＝VDS2，VDS3＝VDS4，所以输出电压应为：
但在实际的CMOS差分放大器中，存在着电路的非对称性，这就会导致Vo与VA之间的很大偏差，可能促使M2或M4进入线性区。例 如，当M2的阈值电压略小于M1的阈值电压，即使Vi1=Vi2，前者的电流就大于后者，造成Vo明显下降，由于这个原因，该电路很少使用在开环状态放大小信号。
六．小信号分析
对图(a)中电路进行小信号分析，为了简化分析，忽略衬底偏置效应，在小信号差分输入时，
由于二极管连接的器件M3在节点Q处的电压增益远小于从输入到节点B处的电压增益， 在节点A和B处的压摆有很大的不同，因此在节点 Q处的VO1与VO2的所产生的效应(分别通过ro1与 ro2)不能相互抵消，即节点Q不能认为是实际地， 所以在计算该电路的差分增益时不能采用半电路概念。
可以用两种方法求解小信号电压增益：（1）采用戴维南等效电路的方法求解；（2）根据基本单极放大器的增益公式|Av|=GmRo 来求解。
七、小信号分析－－等效跨导Gm的计算
考虑前图(a)中的电路，虽然该电路结构不是完全对称，但由于从节点A看进去的电阻较低且压摆较小，从节点A 到节点Q的电流通过ro1的分量可以忽略，节点Q可以认为是实际地电位，因此可以得到如图(b)所示的等效电路，则可以直观得到：
因此有：
由上式可以得到，CMOS差分放大器的等效跨导|Gm|＝gm1,2。并且由于是有源电流镜工作，该值为电阻负载差分放大器的跨导的两倍。
八、小信号分析－－等效输出负载Ro的计算
Ro不能直接计算，但可根据求等效电阻的方法求解，对于小信号而言可以认为电流源IS开路，所有流入M1的电流必定从M2流出，这两个MOS管的作用可用一个电阻RAB=2ro1,2代替。通过RAB从A点流出的电流经过M3镜像到M4(增益为1)，则有：
上式中的因子“2”表示M3与M4复制电流的次数，由于2ro1,2>>1/ gm3‖ro3，则有：
所以CMOS差分放大器的总的电压增益为：
九、CMOS差分放大器的共模特性
肯定句
理想的CMOS差分对，其共模抑制比应为无穷大。但在实际电路中由于存在各种误差及器件的不对称性，因而其共模抑制比为一有限量。
首先只考虑尾电流源输出负载为有限值的情况，如图所示。
当输入共模电平改变时会引起所有MOS管的偏置电流的变化，从而产生了差模输出。定义共模增益为：由于输入共模信号的变化而产生的差分输出分量，即为：
假设图(a)的电路中的器件是对称的，则对于 任何输入共模电平有：Vo=VA，即在共模输入 时节点A与节点B可视为短路，则可得到如图 (b)所示的等效电路 (b)所示的等效电路。
则有：
假设1/(2gm3,4)<<ro3,4，忽略ro1,2/2影响，则有：
根据共模抑比定义可得：
因此，在尾电流源以饱和NMOS管代替时，即使电路完全对称差模输出信号也会被输入共模信号的变化干扰 全对称，差模输出信号也会被输入共模信号的变化干扰；
而全差分电路中不存在此现象。
上式还表明，经合理设计其共模抑制比是可以提高的，一般在设计CMOS差分放大器时，如果差模增益越高，则要求其共模抑制比也要高。如果共模抑制比较低，可采用共模负反馈进一步降低共模增益，而不影响差模增益，因此提高了共模抑制比
以上介绍的是电路完全对称情况下的共模抑制比，若考虑差分放大器的不对称性，其共模抑制比还要下降。
十、失调分析－－失调电压
对于CMOS差分放大电路，它的输入失调电压VOS由两部分组成两部分组成：
（1）输入差分对管M1、M2本身失配的影响。
（2）有源负载M3、M4失配的影响。
M1、M2对管失配引起的输入失调电压为：
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式中ΔVth1为M1、M2的阈值电压差值，gm1是M1、M2的跨导，ΔKN1 、KN1分别是M1、M2的参数KN的差值与平均值。
负载对管M3、M4失配引起的输入失调电压记为VOS2， 它是由对管本身的失电引起它们的电流 它是由于M3、M4对管本身的失调电压引起它们的电流 失配，即ID3不等于ID4，这个电流误差使M1、M2对管 产生同样的电流误差，其失调电压在输入端产生的附 加电压就是VV与MM的失调电压ΔV 加电压就是VOS2，VOS2与M3、M4的失调电压ΔVGS3 有如下关系：
青少年与法式中gm3为M3、M4的跨导，ΔVGS3为M3、M4的失调电压。
ΔVGS3可表示为：
式中ΔVth3为M3、M4的阈值电压差，ΔKN3、KN3分别是M3、M4的参数KN的差值与平均值。则有：
所以，CMOS差分放大器由于电路的不对称性所引起的总的失调电压为：
把KN用器件的几何尺寸代入上式可得：
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由上式可以看出，减小该差分放大器的输入 失调电压的方法有：
（1）减小输入差分对管的阈值电压之差值，增大沟道的宽度和长度；
（2）减小比值gm3/gm1，即减小M3、M4的沟道的宽长比与M1、M2的沟道宽长比之比值，以减小 M3、M4的失配对输入失调电压的影响。
（3）因此在版图设计时应适当减小M3、M4的沟道宽长比，增大M1、M2的沟道宽长比。
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