第４４卷 第４期系统工程与电子技术
Ｖｏｌ．４４ Ｎｏ．４
２０２２年４月ＳｙｓｔｅｍｓＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａ
ｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＡｐ ｒｉｌ２０２２
文章编号：１００１ ５０６Ｘ（２０２２）０４ １２１０ １０ 网址：ｗｗｗ．ｓｙ
ｓ ｅｌｅ．ｃｏｍ收稿日期：２０２１０１０４；修回日期：２０２１０５０１；网络优先出版日期：２０２１１２１５。
网络优先出版地址：ｈｔｔｐ
ｓ：∥ｋｎｓ．ｃｎｋｉ．ｎｅｔ／ｋｃｍｓ／ｄｅｔａｉｌ／１１．２４２２．ＴＮ．２０２１１２１５．０９０９．００８．ｈｔｍｌ 通讯作者．
引用格式：夏栋，张凯旋，丁友宝，等．基于相位编码波形捷变和ＣＦＡＲ技术的抗同频干扰［Ｊ］．系统工程与电子技术，２０２２，４４（４） ：
１２１０ １２１９．犚犲犳犲狉犲狀犮犲犳狅狉犿犪狋：ＸＩＡＤ，ＺＨＡＮＧＫＸ，ＤＩＮＧＹＢ，ｅｔａｌ．Ｃｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｒｅｓｒｓｔａｍｅｅｂａｓｅｄｏｎａｇ
ｉｌｅｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｐｈａｓｅｅｎｃｏｄｅａｎｄＣＦＡＲｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ［Ｊ］．ＳｙｓｔｅｍｓＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａ
ｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０２２，４４（４）：１２１０ １２１９．基于相位编码波形捷变和犆犉犃犚技术的
抗同频干扰
夏 栋，张凯旋 ，丁友宝，李宝鹏
（海军航空大学青岛校区，山东青岛２６６０４１）
摘 要：同频干扰具有压制干扰和欺骗干扰的特点，
是一种较难对抗的雷达干扰方式，而灵活的波形设计是抗同频干扰的一种新途径。本文对同频干扰的机理和信号特性进行了分析和总结，而后研究了两级相位编码信号变波形脉压失配后输出信号的特点。在此基础上提出了利用相位编码变波形联合恒虚警（ｃｏｎｓｔａｎｔｆａｌｓｅ ａｌａｒｍ ｒａｔｅ，ＣＦＡＲ）
技术抗同频干扰的方法，通过合理设置相位编码波形和匹配压缩滤波器，使同频干扰信号处于脉压失配状态，
再通过ＣＦＡＲ处理滤除干扰信号。仿真结果表明，合理设置相位编码波形并配合ＣＦＡＲ检测处理，能够有效地从同频干扰中提取出有用的目标回波信号，并且对强同频干扰具有较好的适应性。关键词：同频干扰；相位编码；恒虚警；波形设计中图分类号：ＴＮ９７３ 文献标志码：Ａ 犇犗犐：１０．１２３０５／ｊ．
ｉｓｓｎ．１００１ ５０６Ｘ．２０２２．０４．１８犆狅 犮犺犪狀狀犲犾犻狀狋犲狉犳犲狉犲狀犮犲狉犲狊犻狊狋犪狀犮犲犫犪狊犲犱狅狀犪犵
犻犾犲狑犪狏犲犳狅狉犿狅犳狆犺犪狊犲犲狀犮狅犱犲犪狀犱犆犉犃犚狋犲犮犺狀狅犾狅犵狔
ＸＩＡＤｏｎｇ，ＺＨＡＮＧＫａｉｘｕａｎ ，ＤＩＮＧＹｏｕｂａｏ，ＬＩＢａｏｐｅｎｇ
（犙犻狀犵犱犪狅犆犪犿狆狌狊，犖犪狏犪犾犃狏犻犪狋犻狅狀犝狀犻狏犲狉狊犻狋狔，犙
犻狀犵犱犪狅２６６０４１，犆犺犻狀犪） 犃犫狊狋狉犪犮狋：Ｃｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆ
ｅｒｅｎｃｅｈａｓｔｈｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅａｎｄｄｅｃｅｉｖｉｎｇ
ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ｗｈｉｃｈｉｓａｎｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｄｉｆｆｉｃｕｌｔｔｏｒｅｓｉｓｔ．Ｗａｖｅｆｏｒｍｄｅｓｉｇｎｉｓａｎｅｗｗａｙｔ
ｏｒｅｓｉｓｔｃｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ．Ｔｈｉｓｐａｐｅｒａｎａｌｙｚｅｓａｎｄｓｕｍｍａｒｉｚｅｓｔｈｅｍｅｃｈａｎｉｓｍａｎｄｓｉｇｎａｌｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆｔｈｅｓａｍｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉ
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ｉｓｍａｔｃｈ．Ｏｎｔｈｉｓｂａｓｅ，ａｍｅｔｈｏｄｏｆｕｓｉｎｇｐｈａｓｅｅｎｃｏｄｉｎｇｖａｒｉａｂｌｅｗａｖｅｆｏｒｍｃｏｍｂｉｎｅｄｗｉｔｈｃｏｎｓｔａｎｔｆａｌｓｅ ａｌａｒｍｒａｔｅ（ＣＦＡＲ）ｔｏｒｅｓｉｓｔｔｈｅｃｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｉｓｐｒｏｐ
ｏｓｅｄ．Ｂｙｓｅｔｔｉｎｇｔｈｅｐｈａｓｅｅｎｃｏｄｉｎｇｗａｖｅｆｏｒｍａｎｄｍａｔｃｈｉｎｇｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎｆｉｌｔｅｒｒｅａｓｏｎａｂｌｙ，ｔｈｅｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｉｓｉｎａｓｔａｔｅｏｆｍｉｓｍａｔｃｈ，ａｎｄｔｈｅｎｔｈｅｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｉｓｆｉｌｔｅｒｅｄｔｈｒｏｕｇｈｔｈｅＣＦＡＲ．Ｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｔｗｏ ｓｔａｇｅｐｈａｓｅｅｎｃｏｄｉｎｇｈａｓａｒｅａｓｏｎａｂｌｅｓｅｔｔｉｎｇｏｆｗａｖｅｆｏｒｍａｎｄｃｏｏｐｅｒａｔｉｎｇｗｉｔｈＣＦＡＲｄｅｔｅｃｔｉｏｎｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｗｈｉｃｈｃａｎｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙｅｘｔｒａｃｔｔｈｅｕｓｅｆｕｌｔａｒｇｅｔｅｃｈｏｓｉｇｎａｌｆｒｏｍｔｈｅｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ａｎｄｉｓｅｘｃｅｌｌｅｎｔｉｎａｐｐｌｉｃａｂｉｌｉｔｙｔｏｓｔｒｏｎｇｃ
ｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ．犓犲狔狑狅
狉犱狊：ｃｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ｐｈａｓｅｅｎｃｏｄｅ；ｃｏｎｓｔａｎｔｆａｌｓｅ ａｌａｒｍｒａｔｅ（ＣＦＡＲ）；ｗａｖｅｆｏｒｍｄｅｓｉｇｎ０ 引 言现代战争具有信息化、多维度、智能化的特点，复杂电磁环境［１３］下频谱资源的使用变得紧张，己方多部同频段雷达需要在稀缺的频谱资源内设置合适的工作频点以避免同频干扰。并且随着电子对抗侦察技术的进步，敌方会利用
侦查到的雷达工作参数有针对性地对特定型号的雷达施加同频干扰。由于同频干扰同时具有压制干扰和欺骗干扰的体育的社会功能
第４期
夏栋等：基于相位编码波形捷变和ＣＦＡＲ技术的抗同频干扰·１２１１ · 特点，会严重削弱雷达的探测能力，研究如何提升雷达的抗同频干扰能力是一项具有重要意义的工作。许多专家学者在这方面做了大量研究，比较典型的抗同频干扰技术包括时域多脉冲相关法、相邻周期反异步法［４６］，改变雷达工作频率［７］，改变发射信号形式，降低天线副瓣增益或采用副瓣对消［８］等，这些措施对抗同频干扰特别是同频异步干扰有一定效果，但是抗干扰效果并不稳定，且随着设备数量增加而降低。雷达发射波形设计抗干扰是近些年的研究热点，国外学者在这方面开展研究较早［９１８］，近些年国内相关成果越来越多［１９２２］，因此通过设计良好的抗干扰波形并在接收端对接收回波信号进行特定处理、解决同频干扰问题是本文研究的重点。 １ 同频干扰形成原理分析
同频干扰原本表现为己方同型号或同频率雷达间的电磁互扰。当局部环境中同型号或者同频率的两部雷达发射波形相同或相似且同时工作在同一或相近频点时，相互间会产生严重的互扰。而随着雷达对抗和电子战技术的不断进步，同频干扰已成为一种对雷达进行有效干扰的常见手段。依据存在干扰的
两部雷达间脉冲重复频率（ｐｕｌｓｅｒｅｐ
ｉ ｔｉｔｉｏｎｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
，ＰＲＦ）不同，存在两类同频干扰：同步干扰和异步干扰［２３２４］，对应平面显示器（ｐｌａｎｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｄｉｃａｔｏｒ，ＰＰＩ）
原始回波显示画面如图１所示。(a)
(a) Synchronous co-channel interference
(b)
(b) Asynchronous co-channel interference
图１ 同频干扰下雷达ＰＰＩ画面Ｆｉｇ．１ ＲａｄａｒＰＰＩｄｉｓｐｌａｙｏ
ｆｃｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ１．１ 同频同步干扰
当存在互扰的两部雷达具有相同的或存在倍数关系的ＰＲＦ时，被干扰雷达ＰＰＩ显示有圆圈状的干扰线族，被称为同频同步干扰。其干扰的产生机理［２５］如图２所示。
图２ 同频同步干扰产生机理Ｆｉｇ．２ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｓｙ
ｎｃｈｒｏｎｏｕｓｃｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ图２中被干扰雷达发射信号脉宽为τ１、脉冲重复频率为ＰＲＦ１，干扰雷达脉冲脉宽为τ２、脉冲重复频率为ＰＲＦ２。如果两部雷达的ＰＲＦ相等，即ＰＲＦ１＝ＰＲＦ２，那么互扰双方发射脉冲存在一个固定的时间间隔Δ狋０。干扰方发射脉冲经过一定时间Δ狋１（假设两雷达相距狉０，则Δ狋０＝狉０／ｃ，ｃ为光速）后会被被干扰雷达接收，在被干扰雷达ＰＰＩ中对应的距离可由式（１）计算得到，其跨越的距离宽度为狉１＝ｃτ２。
中大博济Δ
狉＝ｃΔ狋０＋ｃΔ狋１（１）由于Δ狋０和Δ狋１为定值，干扰出现的距离不随时间变化，表现ＰＰＩ中为干扰同心圆圆环。当两雷达ＰＲＦ互为整数倍关系时被干扰方ＰＰＩ也会显示类似的同心干扰圆环或圆环族，此处不再赘述。１．２ 同频异步干扰
如果存在互扰的两部雷达具有不同的ＰＲＦ且ＰＲＦ间不存在倍数关系，被干扰雷达ＰＰＩ显示有螺旋线形状干扰，被称为同频异步干扰。其干扰机理与同频同步干扰类似，３图３ 同频异步干扰产生机理
胡风反党集团Ｆｉｇ．３ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆａｓｙ
ｎｃｈｒｏｎｏｕｓｃｏ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ
·１
２１２ ·系统工程与电子技术第４４卷
干扰双方发射脉冲宽度分别为τ１和τ２、重频ＰＲＦ１≠ＰＲＦ２，双方ＰＲＦ不同引起的脉冲重复时间（ｐｕｌｓｅｒｅｐ
ｅｔｉ ｔｉｏｎｔｉｍｅ，ＰＲＴ）差值为Δ狋狆＝１／ＰＲＦ１－１／ＰＲＦ２。那么，两雷达发射脉冲之间的时间间隔会随着脉冲重复周期的增加而积累，其值可根据下式得到：Δ狋犻＝Δ
狋０＋犻·Δ狋狆（２）若干扰雷达发射脉冲到达被干扰雷达所用时间仍设为Δ狋１，那么干扰出现的距离值计算公式为Δ狉犻＝ｃΔ狋犻＋ｃΔ狋１（３）由于Δ狋犻随时间步进变化，干扰出现的距离Δ狉犻也随时间步进变化，因此在ＰＰＩ显示为距离逐渐变化的螺旋线。通过观察很容易发现，随着雷达发射脉冲数的增加，两雷达发射脉冲之间的时间间隔Δ狋犻＝Δ狋０＋犻·Δ狋狆会大于我方雷达的脉冲重复周期，同频干扰脉冲形成跨脉冲重复周期现象。需要注意的是，若同频干扰类型为同步干扰，被干扰方采用参差重频（破坏双方之间的ＰＲＦ关系）可以消除同步干扰，但是干扰形式将会转变为异步干扰，此时可采用相邻周期反异步算法消除异步干扰［２６］。上述方法是目前抗同频干扰的主要
做法。１．３ 雷达发射波形与同频干扰建模假设雷达发射一组含有犕个脉冲信号的波形，可表示为犛狋＝［狊１（狋），狊２（狋），…，狊犕（狋）］（４）式中：狊犿（狋）表示第犿个ＰＲＴ内雷达发射信号。假设目标回波的波形与发射波形相同（此处不考虑距离模糊），那么接收到的目标回波如下：
犛狉＝犛狋＝［狊１（狋），狊２（狋），…，狊犕（狋）］（５）干扰雷达连续发射的犕个脉冲波形，假设干扰信号不采用脉冲间波形捷变，且与被干扰雷达发射的第一个脉冲的波形相同，在不考虑幅度差异的情况下犑（狋）＝狊１（狋）
，则被干扰雷达接收到干扰信号的波形如下：
犑＝［犑（狋），犑（狋），…，犑（狋）］＝［狊１（狋），狊１（狋），…，狊１（狋）
］（６）
三尖杉酯碱第犿个脉冲重复周期内雷达接收到信号（含目标回波和同频干扰）可表示为
狉犿（狋）＝狊犿（狋）＋犑（狋）＋狀犿（狋）（７）式中：狀犿（狋）
表示加性高斯白噪声。２ 相位编码脉冲压缩及压缩失配分析２．１ 相位编码脉冲压缩脉冲压缩体制的雷达对回波信号处理时，将接收到的东周刊事件
回波输入到一个压缩网络（匹配滤波器），将宽脉冲变成窄脉冲以提高雷达的距离分辨率。显然，脉压后回波的信噪比越高，越有利于检测目标。那么就需要设计理想压缩网络犎（Ω）
，使得压缩后获得最大信噪比的信号。由匹配滤波原理可知，如果发射信号时域表示形式为狊（狋）
，经过傅里叶变换后对应频域表示形式为犛（Ω）
，那么白噪声条件下信噪比最大对应的响应函数频域表示形式［２７］如下：犎（Ω）＝α犛 （Ω）
ｅ－ｊΩ犜（８）或者表示为时域的传递函数：犺（狋）＝α狊 （犜－狋）（９）
此时接收机的频率响应与发射信号相匹配，能输出最高信噪比的信号，这就是所谓的匹配滤波。式（７）
所示的混有干扰的目标回波信号通过匹配网络进行匹配滤波后，目标回波信号被压缩而幅度被增强，回波
中的杂波和噪声干扰由于失配不能实现压缩的效果，有利于提高信噪比和目标检测。这一点也给了我们启发，通过改变波形和对应的匹配滤波器，使同频干扰不再与新滤波器相匹配，经过新匹配滤波器后的干扰输出将与被压缩的信号产生差别，以此为依据提取出有用的目标信号。相位编码信号是现代
雷达常用的脉冲压缩信号形式，它采用离散的相位调制，可以有效增大信号的等效带宽。相位编码信号具有恒定的载频，在脉冲信号的持续时间里，绝对相位以恒定的间隔在两个或多个确定值之间进行变换，可以把这个信号看作是犖个脉冲宽度为τ犮的连续子脉冲狓狀（狋）的集合，所有的子脉冲都具有相同的载频，但是都有着各自的相位状态，即狓（狋）＝∑犖－１
狀＝０
狓狀（狋－狀τ犮）（１０）狓狀＝ｅｊφ狀，０≤狋≤τ犮０，烅烄烆
其他（１１） 相位编码信号有二相编码和多相编码两种类型。其中，
二相编码信号仅含有两个相位状态，一般为０和π；而多相编码信号具有两个以上不同的相位状态［２８］。多相码虽然具有更多的相位状态和更灵活的编码样式，但是编码与
信号处理过程非常复杂，故多数情况下仍选用二相编码，如巴克码、犿序列、Ｇｏｌｄ序列等［２９］。相位编码信号复数形式可表示为狊（狋）＝犪（狋）ｅｊ （狋）ｅｊ２π犳０狋＝狌（狋）ｅｊ２π犳０狋（１２）式中：狌（狋）＝犪（狋）ｅｊ （狋）为复包络； （
狋）是相位调制函数，它在子脉冲的持续时间里保持不变。对于二相编码信号， （
狋）＝０，π，或者以二进制序列犆犽∈｛＋１，－１｝表示。如果设犪（狋）为矩形函数，即犪（狋）＝１， ０＜狋＜τ０， 烅烄烆其他（１３）那么二相编码信号的复包络可以表示为狌（狋）＝∑犖－１犽＝０犆犽狏（狋－犽τ犮）， ０＜狋＜τ０， 烅烄烆
其他（１４）式中：τ犮为子脉冲宽度；狏（狋）为子脉冲复包络；犖为子脉冲个数；τ＝犖τ犮为整个信号的脉冲宽度。
第４期
夏栋等：基于相位编码波形捷变和ＣＦＡＲ技术的抗同频干扰·１２１３ · 雷达对发射脉冲波形的要求：主峰应尽可能的大，旁瓣应尽可能的小。在有限的二相编码序列中，巴克码序列为最常用的编码序列，它具有理想的自相关特性。巴克码编码序列只有７种，子脉冲长度分别为２、３、４、５、７、１１和１３，如表１所示，已经证明巴克码的最大长度为１３位。表１ 巴克码编码序列
犜犪犫犾犲１ 犛犲狇
狌犲狀犮犲狅犳犅犪狉犽犲狉犮狅犱犲位长码组序列２＋＋（１、１）或＋－（１、－１）
３＋＋－（１、１、－１）
４＋＋＋－（１、１、１、－１）或＋＋－＋（１、１、－１、１）
５＋＋＋－＋（１、１、１、－１、１）７＋＋＋－－＋－（１、１、１、－１、－１、１、－１）１１＋＋＋－－－＋－－＋－（１、１、１、－１、－１、
－１、１、－１、－１、１、－１）
１３
＋＋＋＋＋－－＋＋－＋－＋（
１、１、１、１、１、－１、－１、１、１、－１、１、－１、１）
虽然巴克码比较理想，但其子脉冲数较少，这就使信号
的主旁瓣比无法再提高更多，也就是压缩比不能更优。为了突破巴克码长度的限制，提高巴克码子脉冲数，出现了组合巴克码的信号形式，它是将一种巴克码当作另一种巴克码的子码组合而成的，这样组合巴克码的长度就远远大于
一般巴克码的长度，
能获得更高的效益。如果将犖位巴克码序列记为犅犖，则通过犅犖 犅犕可以构造犕×犖位的编码（ 表示克罗内克积）
，即组合巴克码，这样压缩比会大大提高。克罗内克积是将犅犖码重复犖次，每次重复都与犅犕码中对应的元素相乘。例如，２０位编码可以通过犅４ 犅５构成，即
民以何食为天犅４ 犅５＝｛１，１，１，－１｝ ｛１，１，１，－１，１｝＝（１）｛１，１，１，－１，１｝＋（１）｛１，１，１，－１，１｝＋…＋
（－１）｛１，１，１，－１，１｝＝
｛１，１，１，－１，１，１，１，１，－１，１，１，１，１，－１，１，－１，－１，－１，１，－１｝
（１５）
２．２ 脉冲压缩失配性分析
由前文原理分析可知，脉冲压缩抗同频干扰的核心思想是让干扰与匹配滤波器失配。雷达在接收机内对接收回
波进行匹配滤波处理，滤波器的冲击响应为犺犿（狋）＝狊 犿（－狋）
。暂不考虑噪声影响。此时，式（７）经过匹配滤波器得到的输出为
狔犿（狋）＝狉犿（狋） 犺犿（狋）＝狊犿（狋） 狊 犿（－狋）＋犑（狋） 狊 犿
（－狋）＝狔１（狋）＋狔２（狋）（１６）式中：狔１（狋）表示目标回波的脉压输出结果；狔２（狋）则指干扰的脉压输出结果；符号 是指卷积运算。从式（１６）中可以看出，目标回波与脉压系
数是匹配的，而干扰与脉压系数是失配的。以此为基础，本节对不同形式的两级相位编码信号的脉压适配性进行了仿真分析。
图４给出了式（１４）中编码的自相关函数。信号最高旁瓣值的幅度为５，因此旁瓣峰值仅是自相关峰值的１／４，而不是采用２０位巴克码时对应的１／２０。采用组合巴克码虽然突破了一般巴克码长度的限制，但其自相关函数的副瓣特性发生改变。其旁瓣值会较一般巴克码有所增大，但在
信号处理上可以使用加权函数抑制较高的旁瓣，就可以得到理想的信号输出，进而体现了组合巴克码长度的优势，这就让组合巴克码具有较高的实用价值
。
图４ ２０位合成码自相关函数Ｆｉｇ．
４ ２０ｂｉｔｃｏｍｂｉｎｅｄｃｏｄｅａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｆｕｎｃｔｉｏｎ以上文分析为基础，对７×７位的组合码发射信号、干扰信号和目标信号进行仿真，并对仿真结果进行分析。信号参数设置为：脉冲重复频率ＰＲＦ＝４０μｓ，脉冲宽度τ＝５μｓ，图５是接收到的干扰信号和目标信号，左为干扰信号，右为
目标信号，
为简化运算暂不考虑干扰与目标信号等幅度差异，
并采用归一化幅度
。图５ 接收到的干扰与目标信号Ｆｉｇ．５ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅａｎｄｅｃｈｏｓｉｇ
ｎａｌｒｅｃｅｉｖｅｄ下面对信号脉压滤波器失配后的输出情况进行仿真分析。设定目标回波与发射信号形式相同，采用７×７位组合码元：［１，１，１，－１，－１，１，－１］ ［１，１，１，－１，－１，１，－１］。通过变化码元值或者码元长度改变编码方式，不改变脉压滤波器使信号处于失配状态，对脉压失配进行仿真结果如图６和图７所示，图中脉压输出结果中干扰在左边，目标信号在右边。
·１２１４ ·系统工程与电子技术第４４卷
图６ 改变码元值时的脉压输出
Ｆｉｇ．６ Ｐｕｌｓｅｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎｏｕｔｐｕｔｗｉｔｈｃｏｄｅｕｎｉｔｃｈａｎｇｅｄ
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