变频级 | |
在超外差式半导体收育机中，为了完成频率变换的任务，有两种电路可以实现这个目的：一种电路是用一只晶体管同时完成振荡和混频作用，即所谓自差式变频电路，它要求晶体管的截止频率高、增益大。这种电路结构比较简单，使用的管子及其他元件较少，在一般超外差式半导体收音机中常用这种电路。另一种电路是混频和振荡作用分别由两只晶体管来完成，即所谓外差式混频电路。这种电路比较复杂，但振荡器与混频器的相互牵制作用很小，稳定性较高，常用在要求比较高的收音机中。 无论是变频电路或者混频电路之所以能产生频率变换的作用，都是利用晶体管特性曲线的非线性部分，使输入信号和本机振荡信号同时加到晶体管上，这时在其输出端就会有两种信号的频率之和及差以及其他频率的信号发生。最后用中频变压器把所需的中频——即两频率之差的信号取出来。 1.混频器 根据俩种信号混合方法的不同，混频器有三种基本电路：基极注入，发射极注入以及集电极注入。如图1(a)、(b)、(c)所示。其中集电极注入因为比其他两种方法注入的信号要大，一殷不常采用。 |
图1 |
常用的收音机变频器实际电路如图2所示。这俩种电路的不同点在于振荡器部分，基极和发射极接法不同。左是共基极电路；右是共发射极电路(对本机振荡器来说)。 |
图2 |
在图2左图中，由L0、C2、CT2组成输入调谐回路，谐振于外来信号的频率，信号由L0耦合到L0'，而传输到变频管9018的基极上。Ll、C1、CT1组成振荡回路产生振荡频率的电压，L3是产生振荡所需的反馈线圈。L4C4组成的回路谐振于中频频率(465千赫)，且只接入一部分，因为它对振荡频率(1000千赫以上)几乎是短路的。因L1、C1、CT1组成的回路谐振于本机振荡频率，因此它对叶绿素a465千赫的中频来说，差不多是短路的。L3因为电感量不很大，对中频其电感较小，对L4、C4回路的谐振阻抗可以忽略不计。反馈电压经L2而回到发射极，由于L2一般线数很少，故对本机振荡的阻抗影响也不大。经过变烦管9018进行频率变换后的中频信号，输出到谐振于中频的中频回路上，就可在回路两端取出中频信号，然后通过次级线圈L6把中频电压耦合到第一级中放电路去进行放大。这个调谐问路(L4、C4)加上次级线圈L6就是中频变压器，它是变频电路的负载。
图2右图的工作原理同(a)，在此不多赘述。
但还应该说明；图2左图的特点是不易过激励，振荡波形好，但因发射极输入阻抗较低，振荡回路的负载较大，所以不易起振。而图2右图的特点是容易过激励，易使产生的振荡波形失真，但因基极输入阻抗较大，电路容易振荡，一般的收音机中多用这种电路。 |
在混频器中，比较重要的是直流工作点。为了产生混频所必须的非线性和最大的混频增益，直流工作点要合适。直流集电极(或发射极)电流过大时，则出现不发生混频作用或者混频现象效果较低；电流过小时，则混频管对中频成分的放大作用小。这个电流在实际试验过程中加以调整较为方便，一般在0.15~0.5毫安左右。集电极电压越高越好，但在3~4伏以上时，逐渐趋于饱和，即混频增益不再显著增加。混频增益与加到混频管上的振荡电压有关，它们之间的关系如图3所示。由曲线可以看出；当振荡电压在100~300毫伏时，混频增益最大，因此在实际调试中，应调整耦合线圈的圈数，以期得到最大的混频增益。 | 图3 | | |
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| 中频放大自动增益控制电路 | |
自动增益控制(AGC)电路几乎是超外差式半导体收音机不可缺少的装置。为什么要有自动增益控制电路呢?因为收音机音量的大小，和外来输入的信号有关。当外来信号大时，中放级输送给检波级的信号也大，声音就会响亮；反之外来信号微弱时，检波器得到的输入信号小，声音就显得细小。如果输入的信号很强，中放级输出信号势必很大，结果就会使检波后的音频发生失真。另外，收听短波广播时，远距离的传输环境会使信号传递发生忽强忽弱的变动而产生衰落现象。这种现象使扬声器发出来的声音忽大忽小，让人感到十分难听。因此，要使收音机对外来的大小信号都能同样很好地接收，不致影响音质和音量，在信号强度变化时，也能大致维持一定的音量，就必须加入自动增益控制电路。 |
自动增益控制电流的获得
图4是一般检波电路，其中B为中频变压器，D为检波二极管，W为人工音量控制电位器。R2C3组成滤波电路，使用作自动增揽控制的检波直流输出更为纯净。 R2C3时间常数不能太小，太小了不能彻底清除检波所得的音频成分；但也不能太大，太大了将使控制速度跟不上输入信号激烈变化的速度，使弱信号漏掉。 一般在中波收音机中R2C3时间常数多为0.1~0.33秒，在短波中则采用0.1~0.2秒。和电子管收音机不一样的是，在晶体管电路中所用R较小，一般为几千到几十干欧，C较大，一般为十到三十微法。例如在本电路中R2＝5.1千欧，C3＝30微法，其乘积为5.1×l03×30×10—5＝0.153秒。 R2为什么不能大些呢?这是因为R2同时作为晶体管基极偏置电路的一部分．为了保证晶体管必要的稳定性系数，R1不能采用过大的数值，否则晶体管的热稳定性就不好。 | 图4 图5 | 那么自动增益控制电流是怎样获得的呢?我们知道，检被后的直流成分输出随外来信号的大小而变：当外来信号增大时，加到检波管D上的信号增大，检波后的直流电流增加某个数量，以1表示，其方向如图小箭头所示。从下面的分析我们可以知道，就是利用它来进行自动增益控制的。
图4的检波二极管D也可以反接，至成为图5，电路的其他部分与图4完全相同，唯当外来信号增加时，检波后的直流电流增量I的方向由于D反接而与图4中曲的方向相反。图4通常用于自动增益基极电流控制电路，而图5则用于发射极电流控制电路。
在分析具体电路之前，我们再把两组特性曲线提一下，其中一组是发射极电流Ie和基极电流Ib之间的关系曲线图6左图。它说明Ie随Ib成直线性的增大。图6右图所示为晶体管输入阻抗Z1和发射极电流Ie之间的关系。随着Ie的增加，Z1逐渐减小。 | | |
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图6 |
图7 双调谐回路自动增益中频基极电流控制电路图（其中CB为中频中合电容） |
与基极电流控制方式相比较，射极控制方法的控制作用范围不大，另外当外来信号强度变化使发射极电流Ie变化时，集电极电流Ic也随之而变(例如一般可在0.1—1程控滤波器毫安范围内变化)，也就是使流过中频变压器线圈中的直流成分变化，从而引起变压器磁心导磁率的改变，造成线圈电感量的改变，最后导致回路失谐以及通频带的改变，这是我们所不希望的。
射极控制方法，通常是控制收音机中的第一中放，不宜控制第二中放。因为第二中放的信号电压较大，对工作点要求较严格，当自动增益控制信号加上从而引起该级的工作点改变时，往往容易造成失真。
此外，因Ib比Ie数值小，故居控制Ib所需的功率小。因此，在一般收音机中基极控制法用的较多。
中频放大电路自动增益控制的方法尚有二极管阻尼自动增益控制电路、改变耦合自动增益控制电路、二极管电桥控制电路等方法；对于较简单的超外差式半导体收音机，常采用基极电流控制和二极管阻尼控制电路，对于较高级的超外差机，一般采用几种所述的控制电路，这里不再详细论述。 |
城镇化率 | 温度补偿电路 | |
半导体收音机很重要的一个特性，就是受环境温度变化的影响较大，这是由于晶体管参数对温度的敏感性所产生的。鉴于收音机具有在多种场合使用的特点，因此有必要在半导体收音机中采用温度补偿的办法，以保证温度变化时收音机能够稳定地工作。常见的温度补偿方法有；阻抗补偿法，热敏电阻补偿法和变阻二极管补偿法。
1.阻抗补偿法
在图7中，所示为阻抗补偿法最常见的基本电路。其补偿原理是；当环境温度升高时，集电极电流Ic增大，则发射极电流Ic随之增大，这时在射极电阻上形成—上负下正的电压降亦增大，使发射极电位降低，发射结正向电压减小，发射极进入基极的空穴载流子减少，基极电流Ib减小，输入阻抗增大，输入电流减小，致使Ic也城小，从而保证了Ic的基本稳定，使变化量变小，达到了补偿的目的。
所加射极电阻的数值要适当。其阻抗若选得过小，则补偿效果不显著；若选得过大，则使放大倍数减小，影响输出。
在功率放大级中，此电阻项常选在20~40欧之间。为了使交流信号畅通无阻，减少损耗，同时为了消除负反馈，往往在其上并以电容器C。这种补偿电路比较简单，也比较经济。当R3相对大时，亦能达到一般补偿要求，但输出功率较小，失真较大，过载特性变动范围较窄。 |
图8 |
2.热敏电阻补偿法
图8所示为热敏电阻补偿法常见的电路。将热敏电阻R2与电阻R3并联后串入基极回路中。当环境温度升高时，中国人民解放军第四军医大学Ic增大，同时热敏电阻R2随温度升高而阻值减小，造成偏压减小，同样使Ib减小，结果Ic也随之减小，反之亦然，实现了温度补偿的目的。为了获得较理想的补偿特性，一般是将热敏电阻R2与普通电阻R3并联后串入。R3的阻值由试验和计算而确定。例如欲在-40℃~+40℃之间保持Ic恒等于4毫安，在基极回路AB间可先用一电位器R来代替(R2和R3都暂不接入)近行试验，结果得出R—T关系曲线，如图8所示。
由曲线可知，在20时，R阻值约为ll5欧，而所用热敏电阻在20时为320欧，则所并联肋电阻R3由下式求得：
加热敏电阻后，在温度由-35℃~+40℃之间，电流Ie与温度T的关系有如下的实验数据(表)，可以看出：在-35℃时还未发生严重的交调失真现象。 |
热敏电阻补偿法实际测试指标 | T(℃) | -35 | -25 徐铁骏 | -10 | -5 | 0 | 20 | 32 | 34 | 38 | 40 | Ic(mA) | 2 | 2.5 | 3 | 3.5 | 4 | 4 | 3.9 | 3.75 | 3.6 | 3.45 | | | | | | | | | | | |
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3.二极管补偿法
图9所示为使用二极管补偿法的电路。将二极管串接于基极回路中。其补偿原理与热敏电阻补偿法相同，不再赘述。 |
图9 二极管补偿法--（《高频电路设计与制作》第二章） |
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激光对抗 | 滑动甲类功率放大器 | |
滑动甲类功率放大器是晶体管昂贵时期一个较具代表性的后级音频放大设计电路。 |
图10所示的是甲类与滑动甲类功率放大器的输出波形。图中，RL是一般甲类功率放大器的最佳交流负载，Ic是其工作电流，它的最大正弦波输出功率系由曲线(1)确定的，并且Ic并不随输出功率的大小而变化。当输出波形大于曲线(1)，如曲线(2)时，便会产生削波失真，输出功率就受到了限制。为了提高输出功率首先必须减小负载阻抗至R'L，同时，工作点Ic必须增加至I'c。若此时仍按一般甲类功率放大器设计则由于静态工作电流I'c很大，对晶体管的耗散功率的要求就很高，而且效率也很低。因此，如能设计一种线路它的负载为R'L，而静态工作电流仍取Ic，当讯号增大至曲线(3)时，能自动地把Ic调节到I'c，而在小讯号时，工作点也自动地减小，于是就既可以提高输出功率又可以减少对管子的耗散功率的要求，同时效率也提高了。“滑动甲类”就是这样工作的。 | | | |
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图11所示的是国产早期403型晶体管收音机中的滑动甲类功率放大器线路，由图可知，它与一般甲类功率放大器的不同在于多了三个元件二极管D3、半可调电位器W4和电解电容C31，这三者构成了“滑动线路”。它是通常的半波整流电路。
当输入讯号增大时，输出讯号VL便增大，于是整流电流也增大。由于D3的按法，整流后的平均直流Ic叠加到基极回路中去，因此使功放管的基极偏压变负工作点入便上升，讯号越大，则Ic越大，反则反之，这就使Ic随讯号的大小自动地“滑动”。由于放大器在小讯号时仍按一般甲类状态工作因此通常称这种放大器为“滑动甲类功率放大器”。
滑动甲类功率放大器的最大正弦波功率可以做到一般甲类的2~4倍，效率则介于甲类与乙类推挽二者之间。 |
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