一种基于开关电容的单电感直流功率变换器

1.本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种基于开关电容的单电感直流功率变换器。

背景技术：

2.近年来人工智能、大数据技术推动数据中心高速发展，数据中心用电量大幅上升。数据中心主要负载为处理器，供电需要通过前端转换从48v总线转换为12v直流电压，再由直流功率变换器转换得到处理器的供电电压，通常在1v左右。如何实现高效率、高降压比和高功率密度的12v-1v dc-dc变换，是数据中心供电的难点与重点问题。
3.文献a 5mhz,12v,10a,monolithically integrated two-phase series capacitor buck converter(2016ieee applied power electronics conference and exposition(apec),2016)提出了一种基于两级串联电容结构的降压变换器，功率管、控制全集成于片上，但是其输出电容较大，且两级串联电容结构中有一功率管需承受全部输入电压，不利于使用低压功率管。
4.文献a direct 12v/24v-to-1v 3w 91.2％-efficiency tri-state dsd power converter with online vcf rebalancing and in-situ precharge rate regulation(2020ieee international solid-state circuits conference(isscc),2020)提出了一种两级级联降压变换器，将一个三电平降压变换器与一个两级串联电容降压变换器相级联，达到了很高的降压增益，但该结构开关数量较多，在大负载情况下系统效率较低。
5.文献a 4a 12-to-1flying capacitor cross-connected dc-dc converter with inserted d》0.5control achieving》2x transient inductor current slew rate and0.73x theoretical minimum output undershoot of dsd(2022ieee international solid-state circuits conference(isscc),2022)提出了一种降压变换器，将两个飞跨电容交叉连接，使得每个功率管耐压均为输入电压的二分之一，从而可以使用品质因素更好的低压功率管。另外，该结构通过改变控制逻辑可以实现大于50％的占空比，从而实现更加快速的瞬态响应。
6.以上三篇文献中的结构均需要使用到两个电感，电感需要占据较大的体积，从而限制了功率密度的提升；另外为实现占空比大于50％，需要额外控制逻辑，增加了设计的难度。

技术实现要素：

7.鉴于此，为解决现有技术结构中存在瞬态响应速度受限、需要多个电感导致功率密度受限的问题，本发明提供一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，该结构由一级可拓展的开关电容结构和一级单电感、单电容组合的整流部分组成，其中开关电容结构通过多级飞跨电容结构来降低第一级中开关管的电压应力和电感-电容整流部分的输入电压，可根据输入电压和转换比选择开关电容的级数，具有良好的可扩展性，适用于大转换比
场合下有高功率密度需求的非隔离型直流功率变换器应用。本发明采用的技术方案如下：
8.本发明首先提供了一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其包括：输入源、开关电容功率变换部分和电感-输出电容整流部分；
9.所述开关电容功率变换部分是一个三端口网络，包含2n+1个高侧开关管、2n个电容、1个低侧开关管和三个端口，分别对各高侧开关管和各电容采用正整数进行顺次编号；所述开关电容功率变换部分内部连接方式为：第一高侧开关管的漏极和开关电容功率变换部分的第一端口相连，第i高侧开关管的源级与第i+1高侧开关管的漏极、第i电容的正极共接，所有编号为奇数的电容负极与第2n+1高侧开关管的源级、低侧开关管的漏极以及开关电容功率变换部分的第二端口共接，所有编号为偶数的电容负极与开关电容功率变换部分的第三端口相连，其中i、n均为整数，且1≤i≤2n；
10.所述电感-输出电容整流部分由一个电感、一个输出电容组成，开关电容功率变换部分的第一端口与输入源的正极相连，开关电容功率变换部分的第二端口与电感左端相连，开关电容功率变换部分的第三端口与输入源的负极、输出电容的负极、负载的负极相连，电感的右端与输出电容的正极、负载的正极相连。
11.上述单电感直流功率变换器的控制方式为两相位控制，将开关电容功率变换部分中所有奇数编号的高侧开关管分为一组，将所有偶数编号的高侧开关管和低侧开关管分为一组，两组开关管交替导通或关断，其中两组开关管导通时间可以互不相等。
12.本发明同时提供了另一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其同样包括：输入源、开关电容功率变换部分和电感-输出电容整流部分
13.第一级功率变换部分是一个四端口网络，包含2n+2个高侧开关管、2n个电容、2个低侧开关管和四个端口；其内部连接方式为：第一高侧开关管的漏极和第一级功率变换部分的第一端口相连，第i高侧开关管的源级与第i+1高侧开关管的漏极、第i电容的正极共接，所有编号为奇数的电容负极与第2n+1高侧开关管的源级、第一低侧开关管的漏极以及开关电容功率变换部分的第二端口共接，所有编号为偶数的电容负极与第二低侧开关管的漏极、第2n+2高侧开关管的源级共接，第2n+2高侧开关管的漏极与开关电容功率变换部分的第三端口相连，第二低侧开关管的源级与开关电容功率变换部分的第四端口相连，其中i、n均为整数，且1≤i≤2n；
14.所述电感-输出电容整流部分由一个电感、一个输出电容组成，开关电容功率变换部分的第一端口与输入源的正极相连，开关电容功率变换部分的第二端口与电感左端相连，开关电容功率变换部分的第三端口与电感右端、输出电容的正极以及负载的正极相连，开关电容功率变换部分的第四端口与输入源负极、输出电容的负极和负载的负极相连。
15.进一步的，开关电容功率变换部分存在端口，与负载正极、输出电容正极以及电感右端共接。
16.上述单电感直流功率变换器的控制方式为两相位控制，将开关电容功率变换部分中所有奇数编号的高侧开关管和第二低侧开关管分为一组，将所有偶数编号的高侧开关管和第一低侧开关管分为一组，两组开关管交替导通或关断，其中两组开关管导通时间可以互不相等。
17.根据本发明的优选方案，两者基于开关电容的单电感直流功率变换器中，开关电容功率变换部分中所用的高侧开关管和低侧开关管为全控型功率半导体器件。
18.基于以上技术方案，与现有方案相比，本发明的优势在于：
19.(1)本发明所述直流功率变换器利用开关电容结构，将开关电容作为中间电压源，有利于电感-输出电容整流部分的输入电压的降低，使达到相同纹波所需电感大小降低，有利于系统体积的缩小和功率密度的提升。
20.(2)本发明所述直流功率变换器利用开关电容结构，其开关电容两端电压可以自动均衡，无须额外控制，简化控制设计流程。
21.(3)本发明所述直流功率变换器利用开关电容结构，采用两相位方式工作，即将开关电容功率变换部分所有开关管组件分为两组，两组开关管交替导通或关断，以三端口开关电容功率变换部分为例，将开关电容功率变换部分中所有奇数编号的高侧开关管分为一组，将所有偶数编号的高侧开关管和低侧开关管分为一组；以四端口开关电容功率变换部分为例，则将开关电容功率变换部分中所有奇数编号的高侧开关管和第二低侧开关管分为一组，将所有偶数编号的高侧开关管和第一低侧开关管分为一组。因此本发明的功率变换器控制方式较为简单，且无需额外控制即可实现占空比大于50％的控制，有利于快速瞬态响应。
22.(4)本发明所述直流功率变换器利用开关电容结构，使开关管两端的电压应力降低，有利于系统设计和器件选择，使用耐压较低、但品质因数更好的开关管，从而降低开关管的开关损耗和导通损耗，有利于效率的提升。
23.(5)本发明所述直流功率变换器所采用的开关电容结构，在第一相位下每两个相邻奇数编号的电容正极之间电压差和在第二相位下每两个相邻偶数编号的电容正极之间电压差均为一固定值，在合适的输入电压、级数和开关管驱动电压下，此电压差可用作驱动的固定电源轨，简化了驱动电路设计。
24.(6)本发明所述直流功率变换器可根据输入电压的大小和所需的转换比调整开关电容电路的级数，具有良好的可拓展性。
25.(7)本发明所述直流功率变换器使用单电感结构，可以利用电感路径、电容路径两路给负载供电，有利于降低电感电流应力，从而有利于减小电感体积，提高功率密度，同时减少电感绕阻造成的损耗，提高效率。
附图说明
26.图1是本发明一实施例的单电感直流功率变换器的典型系统连接图，开关电容功率变换部分为三端口网络；
27.图2是本发明另一实施例的单电感直流功率变换器的典型系统连接图，开关电容功率变换部分为四端口网络；
28.图3是本发明一实施例的电路拓扑图，开关电容功率变换部分为三端口网络。
29.图4是本发明一实施例的工作波形图，开关电容功率变换部分为三端口网络。
30.图5是本发明另一实施例的电路拓扑图，开关电容功率变换部分为四端口网络。
31.图6是本发明另一实施例的工作波形图，开关电容功率变换部分为四端口网络。
具体实施方式
32.为更明显的体现本发明的上述特征及优点，下面将结合附图和具体实施例进行详
细说明。
33.图1为本发明实施例的开关电容功率变换部分为三端口网络时的单电感直流功率变换器连接图，其包括输入源、一个三端口的开关电容功率变换部分和电感-输出电容整流部分。所述电感-输出电容整流部分由一个电感和一个输出电容组成，开关电容功率变换部分的第一端口a与输入源的正极相连，开关电容功率变换部分的第二端口b与电感左端相连，开关电容功率变换部分的第三端口c与输入源的负极、输出电容的负极、负载的负极相连，电感的右端与输出电容的正极、负载的正极相连。
34.如图3所示，示意了开关电容功率变换部分为三端口网络时n级开关电容的单电感直流功率变换器的电路拓扑图，其中n级开关电容指的是其内部包含n组由两个高侧开关管和两个电容组成的单元。开关电容功率变换部分内部包含2n+1个高侧开关管、2n个电容、1个低侧开关管和三个端口，分别对各高侧开关管和各电容采用正整数(1,2,
……
)进行顺次编号。内部连接方式为：第一高侧开关管q
h1
的漏极和开关电容功率变换部分的第一端口a相连，第i高侧开关管的源级q
hi
与第i+1高侧开关管q
hi+1
的漏极、第i电容ci的正极共接，所有编号为奇数的电容(c1,c3,
……
)负极与第2n+1高侧开关管q
h2n+1
的源级、低侧开关管q
l1
的漏极以及开关电容功率变换部分的第二端口b共接，所有编号为偶数的电容(c2,c4,
……
)负极与开关电容功率变换部分的第三端口c相连，其中i、n均为整数，且1≤i≤2n。
35.图4为开关电容功率变换部分为三端口网络时n级开关电容的单电感直流功率变换器的工作时序图，其一个周期ts内包含两个相位，开关电容功率变换部分中所有开关管分为两组，第一组为开关管q
h2i+1
和q
h1
，即所有奇数编号的高侧开关管，第二组为开关管q
h2i
(所有偶数编号的高侧开关管)和q
l1
(低侧开关管)，两组开关管交替导通。当第一组开关管q
h2i+1
和q
h1
导通时，输入源v
in
给电容c1充电，偶数编号的电容c
2i
给奇数编号的电容c
2i+1
充电，电感l上的电流上升，开关电容功率变换部分的第二端口b为高电平；当第二组开关管q
h2i
和q
l1
导通时，奇数编号的电容c
2i-1
给偶数编号的电容c
2i
充电，电感l上的电流下降，开关电容功率变换部分的第二端口b接到低电平；开关电容功率变换部分的第二端口b在高低电平之间变换，输入到电感-输出电容整流网络，经整流得到直流输出电压vo。根据电感的伏秒平衡和电容的电荷平衡，若使输入源负端为电路最低电位0，编号为偶数2i的电容c
2i
两端的电压和编号为奇数2i-1的电容c
2i-1
两端的电压相等，为(n-i+1)v
in
/(n+1)，编号为奇数的电容c
2i-1
的正级板电压sw
2i-1
在(n-i+1)v
in
/(n+1)与(n-i+2)v
in
/(n+1)之间跳变，编号为偶数的电容c
2i
的正级板电压sw
2i
为(n-i+1)v
in
/(n+1)保持不变，开关电容功率变换部分的第二端口b在v
in
/(n+1)与0之间跳变，在一个周期ts内第一组开关管q
h2i+1
和q
h1
导通的时长为d*ts＝[(n+1)vo/v
in
]*ts，其中d为第一组开关管q
h2i+1
和q
h1
导通的占空比。其中i为整数，且1≤i≤n。
[0036]
由此可知，相对于传统buck结构，通过构建多级开关电容网络，各开关管关断时所需承受电压减少，使用低压器件成为可能，有利于整体效率的提升；电感左端开关点电压跳变幅度减少，达到相同纹波所需电感大小降低，有利于系统体积的缩小和功率密度的提升。每两个相邻奇数编号的开关点(sw
2i-1
,sw
2i-3
,
……
)之间电压差和每两个相邻偶数编号的开关点(sw
2i
,sw
2i-2
,
……
)之间电压差均为一固定值v
in
/(n+1)，当工作模式合适时该差值可以用作驱动开关管所需的固定电源轨，简化了驱动的设计。
[0037]
图2为示意了开关电容功率变换部分为四端口网络时的单电感直流功率变换器连
接图，其包括输入源、一个四端口的开关电容功率变换部分和电感-输出电容整流部分，所述电感-输出电容整流部分由一个电感、输出电容和负载组成。开关电容功率变换部分的第一端口a与输入源的正极相连，开关电容功率变换部分的第二端口b与电感左端相连，开关电容功率变换部分的第三端口c与电感右端、输出电容的正极以及负载的正极相连，开关电容功率变换部分的第四端口d与输入源负极、输出电容的负极和负载的负极相连。
[0038]
图5为本发明一实施例的开关电容功率变换部分为四端口网络时n级开关电容的直流功率变换器的电路拓扑图，其中n级开关电容指的是其内部包含n组由两个高侧开关管和两个电容组成的单元。开关电容功率变换部分内部包含2n+2个高侧开关管、2n个电容、2个低侧开关管和四个端口,分别对各高侧开关管和各电容采用正整数(1,2,
……
)进行顺次编号。内部连接方式为：第一高侧开关管q
h1
的漏极和开关电容功率变换部分的第一端口a相连，第i高侧开关管的源级q
hi
与第i+1高侧开关管q
hi+1
的漏极、第i电容ci的正极共接，所有编号为奇数的电容(c1,c3,
……
)负极与第2n+1高侧开关管q
h2n+1
的源级、第1低侧开关管q
l1
的漏极以及开关电容功率变换部分的第二端口b共接，所有编号为偶数的电容(c2,c4,
……
)负极与第2低侧开关管q
l2
的漏极、第2n+2高侧开关管q
h2n+2
的源级共接，第2n+2高侧开关管q
h2n+2
的漏极与开关电容功率变换部分的第三端口c相连，第2低侧开关管q
l2
的源级与开关电容功率变换部分的第四端口d相连，其中i、n均为整数，且1≤i≤2n。
[0039]
图6为开关电容功率变换部分为四端口网络时的单电感直流功率变换器的工作时序图，其一个周期ts内包含两个相位，开关电容功率变换部分中所有开关管分为两组，第一组为所有奇数编号的高侧开关管和第二低侧开关管，即开关管q
h2i+1
、q
h1
和q
l2
，第二组为所有偶数编号的高侧开关管和第一低侧开关管，即开关管q
h2i
、q
2n+2
和q
l1
，两组开关交替导通。当第一组开关管q
h2i+1
、q
h1
和q
l2
导通时，输入源v
in
给电容c1充电，偶数编号的电容c
2i
给奇数编号的电容c
2i+1
充电，电感l上的电流上升，开关电容功率变换部分的第二端口b为高电平；当第二组开关管q
h2i
、q
2n+2
和q
l1
导通时，奇数编号的电容c
2i-1
给偶数编号的电容c
2i
充电，同时电容充电的电流通过第2n+2高侧开关管q
h2n+2
流向负载，作为负载的一部分；电感l上的电流下降，开关电容功率变换部分的第二端口b接到低电平；开关电容功率变换部分的第二端口b在高低电平之间变换，输入到电感-输出电容整流网络，经整流得到直流输出电压vo。根据电感的伏秒平衡和电容的电荷平衡，若使输入源负端为电路最低电位0，编号为偶数2i的电容c
2i
两端的电压为[(n-i+1)v
in-ivo]/(n+1)，编号为奇数2i-1的电容c
2i-1
两端的电压为[(n-i+1)(v
in+vo
)]/(n+1)，编号为奇数的电容c
2i-1
的正级板电压sw
2i-1
在[(n-i+1)(v
in+vo
)]/(n+1)与[(n-i+2)v
in-(i-1)vo]/(n+1)之间跳变，编号为偶数的电容c
2i
的正级板电压sw
2i
在[(n-i+1)(v
in+vo
)]/(n+1)与[(n-i+1)v
in-ivo]/(n+1)之间跳变，开关电容功率变换部分的第二端口b在v
in-nvo/(n+1)与0之间跳变，在一个周期ts内第一组开关管q
h2i+1
、q
h1
和q
l2
导通的时长为d*ts＝[(n+1)v
in
/v
in-nvo]*ts，其中d为第一组开关管q
h2i+1
、q
h1
和q
l2
导通的占空比。在第一组开关管q
h2i+1
、q
h1
和q
l2
导通时，每两个相邻奇数编号电容的正级板电压(sw
2i-1
,sw
2i-3
,
……
)之间电压差均为(v
in
+vo)/(n+1)，在第二组开关管q
h2i
、q
2n+2
和q
l1
导通时，每两个相邻偶数编号电容的正级板电压(sw
2i
,sw
2i-2
,
……
)之间电压差均为(v
in
+vo)/(n+1)。其中i为整数，且1≤i≤n。
[0040]
由此可知，与图3中实施例比较，图5中实施例除了利用开关电容网络的优势提升效率与功率密度、以及相邻奇/偶数编号电容正极板之间存在固定电压差值外，其负载由电
感电流路径和电容充放电路径共同承担，因此电感电流的直流分量小于负载电流大小，从而降低电感绕组造成的损耗，同时使电感电流应力减小，有利于使用更小电感，进一步提升功率密度。
[0041]
以上实例具体描述了本发明的示例性实施，以便于本技术领域的普通技术人员能更清晰的理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地应用本发明中的方案，或者将本发明中部分或全部技术特征做等效替换，或将本发明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动，因此，本发明不局限于实例中所描述的详细结构、设置方式或实现方式，任何对本发明的修改、改进或技术特征的等效替换都应在本发明的保护范围内。

技术特征：

1.一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其特征在于包括：输入源、开关电容功率变换部分和电感-输出电容整流部分；所述开关电容功率变换部分是一个三端口网络，包含2n+1个高侧开关管、2n个电容、1个低侧开关管和三个端口，分别对各高侧开关管和各电容采用正整数进行顺次编号；所述开关电容功率变换部分内部连接方式为：第一高侧开关管的漏极和开关电容功率变换部分的第一端口相连，第i高侧开关管的源级与第i+1高侧开关管的漏极、第i电容的正极共接，所有编号为奇数的电容负极与第2n+1高侧开关管的源级、低侧开关管的漏极以及开关电容功率变换部分的第二端口共接，所有编号为偶数的电容负极与开关电容功率变换部分的第三端口相连，其中i、n均为整数，且1≤i≤2n；所述电感-输出电容整流部分由一个电感、一个输出电容组成，开关电容功率变换部分的第一端口与输入源的正极相连，开关电容功率变换部分的第二端口与电感左端相连，开关电容功率变换部分的第三端口与输入源的负极、输出电容的负极、负载的负极相连，电感的右端与输出电容的正极、负载的正极相连。2.根据权利要求1所述的一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其特征在于，开关电容功率变换部分中所用的高侧开关管和低侧开关管为全控型功率半导体器件。3.根据权利要求1所述的一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其特征在于，所述单电感直流功率变换器的控制方式为两相位控制，将开关电容功率变换部分中所有奇数编号的高侧开关管分为一组，将所有偶数编号的高侧开关管和低侧开关管分为一组，两组开关管交替导通或关断，其中两组开关管导通时间可以互不相等。4.一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其特征在于包括：输入源、开关电容功率变换部分和电感-输出电容整流部分第一级功率变换部分是一个四端口网络，包含2n+2个高侧开关管、2n个电容、2个低侧开关管和四个端口；其内部连接方式为：第一高侧开关管的漏极和第一级功率变换部分的第一端口相连，第i高侧开关管的源级与第i+1高侧开关管的漏极、第i电容的正极共接，所有编号为奇数的电容负极与第2n+1高侧开关管的源级、第一低侧开关管的漏极以及开关电容功率变换部分的第二端口共接，所有编号为偶数的电容负极与第二低侧开关管的漏极、第2n+2高侧开关管的源级共接，第2n+2高侧开关管的漏极与开关电容功率变换部分的第三端口相连，第二低侧开关管的源级与开关电容功率变换部分的第四端口相连，其中i、n均为整数，且1≤i≤2n；所述电感-输出电容整流部分由一个电感、一个输出电容组成，开关电容功率变换部分的第一端口与输入源的正极相连，开关电容功率变换部分的第二端口与电感左端相连，开关电容功率变换部分的第三端口与电感右端、输出电容的正极以及负载的正极相连，开关电容功率变换部分的第四端口与输入源负极、输出电容的负极和负载的负极相连。5.根据权利要求4所述的一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其特征在于，开关电容功率变换部分中所用的高侧开关管和低侧开关管为全控型功率半导体器件。6.根据权利要求4所述的一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其特征在于，开关电容功率变换部分存在端口，与负载正极、输出电容正极以及电感右端共接。7.根据权利要求4所述的一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其特征在于，所述单电感直流功率变换器的控制方式为两相位控制，将开关电容功率变换部分中所有奇数
编号的高侧开关管和第二低侧开关管分为一组，将所有偶数编号的高侧开关管和第一低侧开关管分为一组，两组开关管交替导通或关断，其中两组开关管导通时间可以互不相等。

技术总结

本发明公开了一种基于开关电容的单电感直流功率变换器，其包括：输入源、开关电容功率变换部分和电感、输出电容构成的整流部分；其中开关电容功率变换部分包括一个开关电容电路，该部分可以为双输入、单输出的三端口网络，其中三端口网络的输出与整流部分的输入相连；或者为双输入、双输出的四端口网络，其中四端口网络的第一输出与整流部分的输入相连，第二输出与整流部分的输出相连。所述直流功率变换器应用开关电容结构，能提供高转换比，降低器件电压应力，且可根据应用场景灵活拓展；利用电感路径和电容路径双路并联输出，降低器件电流应力，提升效率与功率密度；适用于具有高转换比和高功率密度需求的非隔离功率转换器场景应用。景应用。景应用。