用于减少共模漏电流的转换器调制的制作方法

用于减少共模漏电流的转换器调制
1.交叉引用
2.本技术是2020年6月24日提交的名称为converter modulation for reduction of common-mode leakage current的美国申请号63/043,573的非临时申请并且要求其所有权益(包括优先权)，该申请以全文引用方式并入本文。
技术领域
3.本公开的实施方案总体上涉及充电器技术的领域，并且更具体地，实施方案涉及用于减少共模漏电流和/或谐波失真的装置、系统和方法。
4.引言
5.近年来，电动车辆(ev)在汽车市场上引起了很大的兴趣。随着环境问题突出和ev技术改进，预计电动汽车将获得市场份额并且增加其经济和社会相关性。
6.充电基础设施是这种转型的关键方面。随着ev占有率增长，充电网络在功率密度、效率和成本方面的需求也增长，从而促使学术界和工业都投入了大量的研究和开发工作。

技术实现要素：

7.当设计用于实现的电路拓扑时，在非隔离转换器上存在共模电流是重要考虑因素。特别地，这个问题在安全性和竞争力两个方面都有影响，因为变压器典型地是选择的解决方案并且可能对高电力电路引入严重缺点。本文所述的改进的高电力电路可例如包括被配置为用于给电动车辆充电或从电动车辆通电，包括适于存在电动车辆本身上或耦合到电动车辆本身的车载电路，和/或适于给电动车辆充电/从电动车辆充电的充电站的改进的电路。如本文所述，改进的电路适于在电系统的操作的电特性方面提供实际的技术改进，从而例如通过减少非隔离转换器的漏电流和/或失真来改进潜在安全分布。因此，可使用电路控制机构而不是转换器隔离来实现转换器隔离的某些移除，从而潜在地减少电路复杂性、重量和部件花费。申请人已经在实验上验证了所描述的方法的某些实施方案。
8.提供共模性能分析以描述可用于在不利用隔离变压器的情况下解决共模漏电流问题的工具，这可能导致潜在地更便宜、更功率密集且高效的转换器拓扑。
9.共模漏电流可能是危险的，特别是在电动车辆充电的背景下。例如，可能发生接地故障并且产生不安全状况，其中有人可能受伤或财产可能受损。因此，很多充电器有防止接地故障的要求。尽管已经考虑的方法涉及使用电隔离，但这些方法可能是不切实际且笨重以及昂贵的。在便携式电子器件(诸如设置在电动车辆或电动车辆基础设施上的那些)的情况下，笨重(例如，大体积)电路可特别地不切实际。
10.在本文所述的各种实施方案中，反而引入能够消除对称非隔离转换器上的共模漏电流的调制技术。在一些情况下，所提出的调制方法是有益的，因为其可在不要求附加硬件的情况下操作并且可在转换器上施加最小附加成本或没有附加成本。所提出的调制方法是与改进电路的安全性相关的技术问题的技术解决方案(例如，减少在接地故障的情况下可能导致伤害的不安全共模漏电流的可能性)。在本文的另一个实施方案中，描述了还减少总
谐波失真(thd)的另一变型。例如，可使用类似的电部件但利用不同的控制软件或固件来完成thd减少变型。
11.所讨论的技术的一个合适的应用是给电动车辆充电，其中增加的密度和消息可具有决定性商业意义，因为此类特性与车辆里程和充电时间密切相关。
12.还介绍了也与各种实施方案的所呈现的调制方法相容的基于双逆变器传动系统的新颖对称dc快速充电拓扑。为单相对称充电器和新提出的对称dc快速充电器两者指定调制。在一些实施方案中，调制技术还可应用于各种其他对称拓扑(例如，用于任何对称拓扑)。
13.对单相充电电路和dc快速充电器执行模拟验证。所提出的调制成功地显著减少(即，在某些情况下消除)共模漏电流，同时维持实现次要目的(诸如thd改进和效率优化)的能力。thd是除了系统尝试传输的部件以外的部件中的能量的比率，例如，与正弦波相比。thd是实际应用中的重要考虑因素，因为电网公共事业设备通常具有对可接受的thd的规范以便合规(例如，5％)。这样做的原因是不期望大thd，因为连接的部件可能本质上已经施加了它们不是为其设计的电压。高thd还将其本身表现为更高的损耗(申请人主要对一次谐波感兴趣)，如果存在处于开关频率的thd，则这将暗示更多损耗、更高热量(需要更多冷却)，从而增加系统的体积。用于减少thd的替代方法可包括例如使用更大的滤波器等，但这些替代方法具有与体积和复杂性相关的实际缺点。
14.因此，描述了与其他改进的电特性(诸如电流纹波的减少和总thd减少)相关的变型实施方案。在变型实施方案中提供这些次要目的，如下所述。如本文所述，实现次要目的是有用的，其涉及车辆到电网电力流动变化。然而，减少漏电流是更重要的目的，并且申请人认为在非隔离电路方法中减少漏电流的方法是新颖贡献。
15.在这里引入的技术对于使用双逆变器传动系统的非隔离集成充电器的操作是重要且有用的。没有何种调制方法的替代方法可导致高漏电流、未能满足监管标准以及危害操作者和路人，并且本文描述的所提出的方法有助于通过提供与控制电路如何操作的技术方法相关的技术改进来提高整体电路安全性。
16.这种方法为各种类型的对称电路的安全操作和安全商业化提供了解决方案。该解决方案适合于具有固有对称的拓扑的转换器。所提出的方法由定义中心对称轴线和同时开关与对称轴线等距的开关组成。在这个背景下，由内开关和外开关组成的拓扑将使内开关串联操作并且与外开关的操作互补。在当前不可用对称的情况下，在一些实施方案中，可通过围绕对称轴线添加对称的电零件以对电路进行改型来建立对称(例如，将非对称电路转变为对称电路并且基于本文描述的各种实施方案相应地控制该对称电路)。控制器电路或控制模块耦合到开关以提供开关控制。为了展示这种功能，呈现了基于双逆变器的单相充电器的共模等效电路模型的推导。共模模型允许理解电路中的漏电流问题。展示所提出的调制技术以在单相充电过程中消除漏电流。
17.还基于双逆变器传动系统在对称半桥前端dc快速充电器上展示了漏电流减少/消除。引入并在各种实施方案中展示这种新颖拓扑以与所提出的调制方法一起工作来产生技术改进。由于非理想因素(例如，非完美匹配部件)，在一些情况下，漏电流显著减少并且未被消除。
18.在实施方案中，描述了一种用于调制电对称电力电路中的共模漏电流的方法，所
述方法包括：控制所述电对称电力电路的多个开关，使得当所述电力电路耦合到电网时，所述多个开关中的一个或多个电对称开关对以相同的操作状态操作，以减少所述共模漏电流；其中所述一个或多个电对称开关对中的每个开关具有开关节点，所述开关节点由对称支路连接并且跨对称轴线电对称。根据本文所述的调制方法来控制开关，并且所述开关适于有效地最小化所述漏电流。
19.可围绕对所述电对称开关对的所述开关节点具有相等或近似相等阻抗的任何电力点定义所述对称轴线。典型地存在一个对称轴线，并且控制器电路(或计算装置)用于耦合镜像的开关以例如通过施加选通脉冲以控制所述开关的操作来使所述开关串联操作。所述控制器电路可包括与所述开关中的每一者的电耦合，并且车载软件或固件可被配置为指示耦合的开关并相应地操作它们。在一些实施方案中，所述控制器电路接收指示耦合了哪些开关的标识信息作为数据输入。这在公用控制器电路用于多个不同的基本电路拓扑的情况下(例如，在实现之前不知道开关对的数量的情况下)特别有用。在其他实现方式中，所述控制器电路可以是被设计用于具有不需要耦合标识符的成对开关输入的特定拓扑的专用电路。在另一个实际实现示例中，成对开关可通过公用节点连接到所述控制器电路，使得所述成对开关跨所述公用节点接收相同选通脉冲。
20.在一些实施方案中，所述电对称电力电路在并网活动期间没有电力隔离。
21.在一些实施方案中，所述电对称电力电路的所有有源电元件具有对称的对应元件，所述有源电元件包括电压源和电流源中的至少一者。
22.在一些实施方案中，所述电对称电力电路是双逆变器驱动器。
23.在一些实施方案中，所述双逆变器驱动器是具有两个成镜像的电通路的单相充电器，每个电通路包括有源整流器级、能量存储装置和三个逆变器级，所述三个逆变器级中的每一者跨电感绕组耦合到对称的对应体。
24.在一些实施方案中，所述有源整流器具有开关shb1，并且所述开关shb1以所述电网的电网频率进行开关。
25.在一些实施方案中，所述三个逆变器级中的每一者的对应开关串联操作以具有相同的操作状态，所述三个逆变器级中的每一者以所述电网的电网频率进行操作。
26.在一些实施方案中，所述有源整流器具有开关shb1，并且所述开关shb1以所述电网的所述电网频率进行开关；并且所述开关shb1的接通操作状态的中心相对于与所述三个逆变器级中的至少一者相对应的至少一个接通操作状态的中心同步。
27.在一些实施方案中，所述电对称电力电路是具有四开关对称降压dc-dc前端的基于双逆变器的dc充电器。
28.在一些实施方案中，所述电对称电力电路包括具有开关shb1的有源整流器，并且所述开关shb1在接通操作状态下操作。
29.在一些实施方案中，所述电对称电力电路包括三个逆变器级，所述三个逆变器级中的每一者跨电感绕组耦合到对称的对应体，并且所述三个逆变器级中的每一者的对应开关在断开操作状态下操作。
30.在一些实施方案中，所述电对称电力电路包括具有开关shb1的有源整流器。
31.在一些实施方案中，所述电对称电力电路包括三个逆变器级，所述三个逆变器级中的每一者跨电感绕组耦合到对称的对应方，并且所述三个逆变器级中的每一者的对应开
关串联操作以具有相同的操作状态；并且
32.在一些实施方案中，所述有源整流器具有开关shb1，并且所述开关shb1以所述电网的所述电网频率进行开关；并且所述开关shb1的接通操作状态的中心相对于与所述三个逆变器级中的至少一者相对应的至少一个接通操作状态的中心同步。
33.在一些实施方案中，提供了一种具有对称拓扑和所述电路的电路，所述电路包括具有四开关对称降压dc-dc前端的基于双逆变器的dc充电器，所述基于双逆变器的dc充电器耦合到对称电压源或不对称电压源。
34.在一些实施方案中，所述方法包括通过使电部件成镜像以沿着电对称轴线实现电对称来对非对称非电流隔离电力电路进行改型以便提供所述电对称电力电路。
35.在一些实施方案中，所述调制的共模漏电流充分减少，使得在充电期间不触发接地故障指示器。
36.在一些实施方案中，所述电对称电力电路耦合到便携式充电器或耦合到电传动系统。
37.在一些实施方案中，所述电传动系统耦合到车辆，并且所述电传动系统在驱动模式下提供驱动功能并在静止模式下提供电力流动能力。
38.在一些实施方案中，所述电力流动能力适于双向电力流动。
39.在一些实施方案中，所述开关shb1具有互补开关shb2，并且所述开关shb1和所述开关shb2的开关进行同步，使得正脉冲在时间上相互对应并且负脉冲在时间上相互对应。
40.在一些实施方案中，所述开关shb1和所述三个逆变器级中的所述至少一者的所述至少一个接通操作状态的所述中心的所述同步减少ac电网电流纹波和总谐波失真。
41.在一些实施方案中，所述ac电网电流纹波和所述总谐波失真充分减少以满足用于向所述电网提供电力的最低操作要求。
42.在一些实施方案中，所述系统从耦合到所述电对称电力电路的能量存储装置向所述电网提供电力。
43.在一些实施方案中，提供了一种电对称电力电路，所述电路包括：控制器电路，所述控制器电路被配置为控制所述电对称电力电路的多个开关，使得当所述电力电路耦合到电网时，所述多个开关中的一个或多个电对称开关对以相同的操作状态操作，以减少所述共模漏电流；其中所述一个或多个电对称开关对中的每个开关具有开关节点，所述开关节点由对称支路连接并且跨对称轴线电对称；并且其中围绕对所述电对称开关对的所述开关节点具有相等或近似相等阻抗的任何电力点定义所述对称轴线。
44.在一些实施方案中，提供了一种用于控制电对称电力电路的操作的控制器电路，所述控制器电路包括：硬件处理器，所述硬件处理器被配置为控制所述电对称电力电路的多个开关，使得当所述电力电路耦合到电网时，所述多个开关中的一个或多个电对称开关对以相同的操作状态操作，以减少所述共模漏电流；其中所述一个或多个电对称开关对中的每个开关具有开关节点，所述开关节点由对称支路连接并且跨对称轴线电对称；并且其中围绕对所述电对称开关对的所述开关节点具有相等或近似相等阻抗的任何电力点定义所述对称轴线。
附图说明
45.在附图中，通过示例的方式示出了实施方案。应明确地理解，本说明书和附图仅为说明目的并且作为对理解的帮助。
46.现在将参考附图仅通过示例的方式描述实施方案，其中在附图中：
47.图1是用来示出利用可影响效率的附加转换步骤的示例的示例隔离充电器。
48.图2是用来示出尽管有漏电流的挑战但仍可用于车载充电应用的示例电路的示例非隔离充电器。
49.图3是用于共模模型推导的电路。
50.图4示出了如马达所见的双逆变器共模等效电路。
51.图5示出了如电网所见的双逆变器共模等效物。
52.图6示出了在使用对称调制时如马达所见的放大共模等效电路。
53.图7a和图7b示出了具有4开关对称降压dc-dc前端的基于双逆变器的dc快速充电器。
54.图8示出了如dc输入所见的双逆变器共模等效物。
55.图9a、图9b、图9c示出了基于双逆变器驱动器的单相充电器的样本调制技术。
56.图10a、图10b、图10c示出了基于双逆变器驱动器的dc快速充电器的样本调制技术。
57.图11a、图11b、图11c、图11d示出了在常规调制中使用的选通信号。
58.图12a、图12b、图12c示出了常规调制的电流和电压波形。
59.图13a、图13b、图13c、图13d示出了用于对称双极调制的选通信号。
60.图14a、图14b、图14c、图14d示出了用于对称双极调制的系统波形。
61.图15a、图15b、图15c、图15d示出了可用于所提出的对称单极调制的选通信号。
62.图16a、图16b、图16c示出了用于所提出的对称单极调制的系统波形。
63.图17a和图17b示出了电压谐波分布。
64.图18a和图18b示出了可用于dcdc前端快速充电器转换器的系统波形。
65.图19a、图19b和图19c是示出了根据一些实施方案的所提出的非隔离对称电路相对于非隔离不对称示例和隔离不对称示例的改进的漏电流响应的实验曲线图。
66.图20是示出了根据一些实施方案的对称轴线的示例改型电路。
67.图21是根据一些实施方案的耦合到示例控制器电路的示例电路。
68.图22是根据一些实施方案的示例实际实现示意图，其中电路作为电动车辆上的电路的一部分存在。
69.图23是根据一些实施方案的示例实际实现示意图，其中电路作为电动车辆的充电器上的电路的一部分存在。
70.图24示出了根据一些实施方案的在实验方法中利用的示例连接滤波器。
71.图25至图28是根据一些实施方案的示例改型电路。
72.图29用于根据一些实施方案产生图13a至图13d所示的选通脉冲。
具体实施方式
73.电路解决方案可分成电隔离和非隔离充电方法。
74.隔离充电器(诸如图1中呈现的隔离充电器)包括在转换的某一点处的隔离变压器，使得车辆的电池相对于地面漂浮。在这种配置中，系统变成单容错的，即，在只有一个接触点接地的情况下，没有电流流动，例如流过寄生部件。另外地，隔离架构没有提供来自输入的共模漏电流路径，从而容易防止共模漏电流。
75.很多方法推荐用于ev转换器设计的电流隔离，如在[2、3]中所见。然而，隔离变压器的存在包括至少一个附加转换步骤并且需要额定用于处理100％的充电电压和电流的磁性元件，从而导致更低的系统功率密度。
[0076]
对于车载充电器，变压器的附加质量可能会负面影响ev范围、应用的临界优先级。此外，附加转换步骤显著地影响效率。主要损失源包括迟滞、涡电流和焦耳效应。mattsson等人在[4]中报告等于转换器的电力额定值的1.5％的损失。最后，隔离在系统的总部件成本方面产生显著影响。
[0077]
相反，非隔离充电器不采用变压器，从而允许更紧凑、高效且更便宜的解决方案。这些特性使非隔离架构很适合于车载充电应用并且可显著减少充电基础设施成本。du等人展示了用于实施城市充电系统从而实现高达98％的充电效率的一组示例非隔离拓扑[5]。在[6]中，zhang等人解释了非隔离充电器的改进的效率和功率密度如何为车载集成3级充电带来机会，从而大大减少基础设施成本并为里程焦虑提供了可行的解决方案。
[0078]
一个这种非隔离拓扑是由semsar等人提出的使用双逆变器驱动器的单相电动车辆充电[7]。这种拓扑利用[8]中介绍的电路并且包括前端有源整流器。因为非隔离，这种技术具有高电力密度和消息，同时维持比相当的隔离解决方案更低的成本。该系统在图2中示出。
[0079]
然而，非隔离充电器(诸如图2中呈现的非隔离充电器)具有其一组独特的挑战。特别地，可能更难满足关于漏电流和触电保护的安全标准，因为缺少电流隔离会提供使共模漏电流流动的路径。
[0080]
在[6、9]中展示了与在非隔离电力转换期间产生的共模电压相关联的风险。zhang等人具体地在ev充电的背景下描述了问题[6]。该文件提出了更高开关频率以及添加共模滤波器作为安全挑战缓解。然而，更高开关频率和添加共模滤波器都对整个系统的效率、功率密度和成本产生显著负面影响，从而减少非隔离充电器的非常优势。
[0081]
一些替代方法消除了共模电压和产生的共模电流[10至12]。这些解决方案不一定包括附加磁性电路，诸如共模扼流圈或电流隔离变压器。相反，它们集中于如在[13]中描述的那样推导的拓扑的共模等效电路。共模等效电路然后可促进对系统中的所有共模干扰的源的理解并且帮助设计用于将所有此类干扰清零的解决方案。开关策略和差模滤波器分裂(电感器分裂)的组合可用于在没有附加成本或附加成本可忽略不计的情况下解决问题。
[0082]
所描述的解决方案适合于具有固有对称的拓扑的转换器。所提出的方法由定义中心对称轴线和同时开关与对称轴线等距的开关组成。在这个背景下，由内开关和外开关组成的拓扑将使内开关串联操作并且与外开关的操作互补。该方法可由控制器电路提供，该控制器电路耦合到对称非隔离电路的开关并且控制成对的开关串联操作。在一些实施方案中，控制器电路可包括控制开关的选通信号的软件或嵌入式固件。在替代实施方案中，控制器电路具有提供信号对应耦合开关的电节点。
[0083]
为了展示功能，呈现了图2中示出的基于双逆变器的单相充电器的共模等效电路
模型的推导。共模模型允许理解电路中的漏电流问题。展示所提出的调制技术以在单相充电过程中消除漏电流。
[0084]
还基于双逆变器传动系统在对称半桥前端dc快速充电器上展示了漏电流消除。引入并展示这种新颖拓扑以与所提出的调制方法一起工作。
[0085]
a.定义
[0086]
在这个部分，定义术语。以下一组定义用于详述本发明公开所引起的潜在专利的预期权利要求。
[0087]
开关节点-开关节点是指将半导体开关的正极端子连接到另一个半导体开关的负极端子的电节点。
[0088]
开关对-连接到开关节点的一对开关。
[0089]
对称支路-在从电路的剩余部分断开连接时两个端子具有对地面的相等阻抗的电支路。
[0090]
一对对称的开关对-其开关节点由对称支路连接的两个开关对。在这种情况下，每个开关对被说成与另一者对称。
[0091]
对称轴线-当拓扑中的所有半导体都处于断开(断开)状态时，拓扑的对称轴线被定义为包括对任何一对对称的开关对中的两个开关节点具有相等阻抗的任何电力点。
[0092]
一对对称的开关-在一对对称的开关对中，当第一开关将其负极端子连接到一个开关对的开关节点而另一开关将其正极端子连接到另一开关对的开关节点时，两个开关被说成彼此对称。此类开关被说成一对对称的开关。
[0093]
对称拓扑-其中每个开关是一对对称的开关的一部分的转换器拓扑，并且每个无源元件(包括阻抗和短路)关于对称轴线对称。
[0094]
对称拓扑(包括源)-其中每个有源元件(包括电压源和电流源)关于对称轴线对称的对称拓扑。
[0095]
ii.用于单相半桥前端的共模模型推导
[0096]
为了推导共模等效电路，必须考虑在实际系统中预期的寄生电容，因为这些部件包括用于共模漏电流的路径。为此目的，可假设y个电容器从每个电池的两个端子接地。y个电容器典型地包括在多数汽车逆变器中以限制共模电压。即使设计中不包括这些部件，也将存在一些寄生电容。另一组电容是绕组到底盘电容。因机器绕组与底盘之间的接近而存在这个路径。
[0097]
产生的电路用于共模模型推导并且在图3中示出。图3示出了使用包括寄生阻抗的双逆变器传动系统的集成单相转换器。
[0098]
使用在[13]上呈现的定义，顶部dc链路与地面之间的共模电压可被定义为
[0099][0100]
而下部dc链路共模电压可被写为
[0101][0102]
在这个背景下，顶部dc链路的正轨道与地面之间的电压可被定义为
[0103][0104]
而对于顶部dc链路的负轨道，
[0105][0106]
可对底部dc链路进行类似的分析，使得
[0107][0108][0109]
将(3)代入(1)中，得到
[0110][0111]
因此，可能将v
1,cm
写为
[0112][0113]
其中因ac前端半桥整流器而引起的共模电压可被定义为
[0114][0115]
并且因此，
[0116][0117]
将(4)代入(2)中，得到
[0118]
[0119]
因此，可能将v
2,cm
写为
[0120][0121]
类似地，关于顶部逆变器，
[0122][0123]
并且
[0124][0125]v1，cm
的导数可被写为
[0126][0127][0128]
定义轨道电压，使得因此
[0129][0130]
并且鉴于电池的缓慢改变的电压源特性，
[0131][0132]
使得
[0133][0134]
将(14)代入(13)中，得到
[0135][0136]
或者
[0137][0138]
流过dc链路上的y个电容器的底盘连接的电流可被写为
[0139][0140][0141][0142]
类似地，可表明
[0143][0144]
在顶部逆变器的马达侧，共模电压可被定义为
[0145][0146]
其中相对于地面来定义相电压中的每一者。
[0147]
应注意，
[0148][0149]
这意味着
[0150][0151][0152]
并且
[0153][0154]
使用(21)，(19)可被写为
[0155][0156]
并且可定义
[0157][0158]
类似地，
[0159][0160]
并且
[0161][0162]
可使用在[13]中呈现的构思来推导马达阻抗。结果相当于并联连接的三相阻抗中的每一者。下面呈现证据。
[0163]
如在[13]中定义的在顶部逆变器的马达侧的共模电流可被写为：
[0164][0165]
或者
[0166][0167]
并且类似地，
[0168][0169]
通过绕组寄生电容的漏电流可被写为
[0170]iw，cm
＝i
w，a
+i
w，b
+i
w，c
[0171][0172][0173]
其中
[0174][0175]
使用等式(8)、(12)、(17)、(18)、(23)、(25)、(26)、(27)和(28)，可能表达出系统，如图4所示。图4示出了如马达所见的双逆变器共模等效电路400。
[0176]
流到ac电路的地面的漏电流可被定义为
[0177]
ig＝(i
cy1
+i
cy2
)+i
w，cm。
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(30)
[0178]
在图4中呈现的电路表示零序电路，即，机器和逆变器组的共模等效电路。然而，可使用相同的方法来应用第二共模变换。结果允许达到如电网所见的共模模型，这允许使用漏电流的效应。为了简单起见，这种推导是基于
[0179][0180]
图5呈现了等效模型。图5示出了如电网所见的双逆变器共模等效物。
[0181]
iii.共模漏电流消除
[0182]
根据等式(30)，可以看看是否(i
cy1
+i
cy2
)＝0并且i
w，cm
＝0，ig＝0。以下一组条件足以将泄漏清零：
[0183]
v1＝v2，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(32a)
[0184]shb1
＝s
hb2
，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(32b)
[0185]
并且
[0186][0187]
可通过在(32)中概括的条件下评估驱动(5)中示出的电路的电压源来发现这个操作背后的原因。取决于前端半桥的开关状态的分量可被确定为：
[0188]
[0189]
将条件(32a)和(32b)代入33中得到
[0190][0191]
取决于逆变器的分量可被计算为
[0192][0193]
将条件(32a)和(32c)代入35中得到
[0194][0195]
由于所有电压都被抵消，因此没有共模漏电流流过电网。
[0196]
a.充电平衡和不平衡灵敏度
[0197]
重要的是应注意，由(32b)强加的条件在充电操作期间不允许充电平衡，而条件(32a)假设完美的充电平衡。为了设计适应这两个约束的操作，可以将充电平衡分配到驾驶循环。使用这种操作范例，在驾驶循环期间消除可能发生的任何充电不平衡。因此，在充电过程开始时，两个es的电压都是平衡的，并且系统可在没有漏电流问题的情况下充电。
[0198]
这种选择的原因在于当驾驶时，系统本质上与电网进行电流隔离，因为不存在有线连接。因此，不可能发生漏电流，并且在(32)中概况的条件是不必要的。
[0199]
在充电操作期间由于电池退化引起的变化性，仍可能发生小的不平衡。然而，预期这些不平衡非常小。为了理解小的不平衡对漏电流的影响，可以使用在图5中形成的电路。可在如(32b)和(32c)中指定的那样执行开关的条件下评估驱动共模漏电流的电压，电压中可能存在一些非零不匹配
[0200]
δv＝v
1-v
2。
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(37)
[0201]
为了计算驱动漏电流的电压，可以使用等式(8)和(12)
[0202][0203]
将(32b)代入(38)并且消除与ac电网电压相关的项，
[0204][0205]
应注意，项受下式限制
[0206][0207]
并且因此，电压具有幅值电压的小变化引起小共模电压，从而导致可忽略不计的漏电流。
[0208]
可进行相同的计算，得到
[0209]
[0210]
这在条件(32c)下相当于
[0211][0212]
应注意，
[0213][0214]
限制了由es电压不匹配产生的电压的幅值。
[0215]
iv.纹波最小化
[0216]
条件(32)中描述的技术导致v
inv1，cm
＝-v
inv2，cm
并且v
hb1，cm
＝v
hb2，cm
。此外，由于漏电流被消除，因此可忽略漏电路径。因此，可简化图4中示出的系统，如图6所示。图6示出了在使用对称调制时如马达所见的放大共模等效电路600。
[0217]
这个系统的基本操作包括控制电压源2(v
hb1，cm
+v
inv1，cm
)以强加期望的电流。
[0218]
应注意：
[0219][0220]
其中s
inv1a
、s
inv1b
、s
inv1c
、和s
hb1
被调制以产生电网频率电压来控制电流i
hb
。然而，这些电压源在开关频率中有很强的分量。
[0221]
为了减轻这些分量可能对充电电流i
hb
产生的影响，除了(32)外还提出以下一组条件：
[0222]sinv1a
＝s
inv1b
＝s
inv1c
＝s
inv1
，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(45a)
[0223]fsw，inv
＝f
sw，hb
，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(45b)
[0224]
并且
[0225]
δ＝0，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(45c)
[0226]
其中f
sw，inv
是逆变器的开关频率，f
sw，hb
是半桥sc前端接口的开关频率，并且δ被定义为用于生成在系统中使用的信号的三角载波之间的相移。
[0227]
当满足条件(45)时，产生的电压是：
[0228]
2(v
hb1，cm
+v
inv1，cm
)＝v1(s
inv1-s
hb1
)，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(45d)
[0229]
其中使用单极pwm生成选通信号s
inv1
和s
hb1
。因此，消除了开关频率电压失真的主导第一谐波，并且产生的电流具有减少的纹波和thd失真。
[0230]
这允许转换器满足电网连接标准，所述标准在最小化系统中的传导损耗的同时要求thd《5％。
[0231]
v.对称半桥前端dc快速充电器
[0232]
遵循相同的对称原理，可以设计出用于基于双逆变器的ev dc快速充电器的dc/dc前端。产生的拓扑在图7中示出并且将类似于[12]所示的对称降压前端组合到双逆变器以实现对称非反相降压-升压。这种拓扑的新颖性在于包括额外的开关，允许插入电容器来稳定闭锁电压并且允许电压闭锁限制。
[0233]
因此，在这种拓扑的构造中使用的开关只需要被额定为v
dc
/2，而不是如在[12]所
示的拓扑的情况下的v
dc
。
[0234]
图7a和图7b示出了具有4开关对称降压dc-dc前端的基于双逆变器的dc快速充电器，被示出为700a和700b。
[0235]
显然，拓扑关于地面对称。因此，在存在类似于图3所示的寄生电容的情况下，图7a和图7b可产生零共模电流并且因此产生零共模漏电流。
[0236]
此外，转换器可连接到非对称电压源，如图7a和图7b所示并且如上所述那样调制。dc不对称不产生任何共模漏电流。原因在于漏电路径通过电容器闭合并且寄生电容将表现为dc电压的断开，从而确保零电流。在图7b中，示出了不对称电压源。δvdc是电池之间的电压差，而vdc是平均电压。
[0237]
如先前所述，理论上，在完美条件下，系统恰好产生0漏电流。在这里，申请人扩展这个论点以证明甚至在存在非理想条件(诸如电池电压不匹配)的情况下，系统仍产生很低的漏电流。意图是说明系统将在其中完美条件(诸如完美电池电压)是不切实际的实验和商业环境中起作用。
[0238]
可推导出包括寄生电容并使用类似于用于整流器前端驱动电路的方法的如dc输入所见的共模等效电路。电路800在图8中示出。除了由双逆变器产生的共模电压外，在这个电路中示出的共模模型还包括2个共模电压源。
[0239]
这些电压都不会产生共模电流。dc电压δv
dc
/2因电流路径中存在电容器而不产生电流，如上所述。电压始终在减小电流ig的方向上。因此，这两种效果的叠加也不会产生任何共模漏电流。
[0240]
在存在电池电压不匹配的情况下，因(42)中描述的效果而预期所产生的共模漏电流将非常小。所产生的共模电压被限于电池电压不匹配的四分之一，因此被限于比电池电压的总和小几个数量级的值。
[0241]
图8示出了如dc输入所见的双逆变器共模等效物。
[0242]
该系统的附加特征在于如果任一侧具有零电压，则开关可用于阻断电流。这是因为系统的非反相降压-升压特性。
[0243]
vi.实现方式
[0244]
对于基于双逆变器驱动器的单相充电器，描述了所提出的调制方法，得到
[0245]sinv1a
＝s
inv2a
，
ꢀꢀꢀ
(46a)
[0246]sinv1b
＝s
inv2b
，
ꢀꢀꢀ
(46b)
[0247]sinv1c
＝s
inv2c
，
ꢀꢀ
(46c)
[0248]
并且
[0249]shb1
＝s
hb2
。
ꢀꢀꢀ
(46d)
[0250]
类似地，对于基于双逆变器驱动器的dc快速充电器，提供了调制方法，得到
[0251]sinv1a
＝s
inv2a
，
ꢀꢀ
(47a)
[0252]sinv1b
＝s
inv2b
，
ꢀꢀꢀ
(47b)
[0253]sinv1c
＝s
inv2c
，
ꢀꢀꢀ
(47c)
[0254]
并且
[0255]shb1
＝s
hb2
。
ꢀꢀ
(47d)
[0256]
尽管有多种方式来实现上述操作方法，但这个部分呈现一些样本实现方式并且陈
述了由每一种实现的益处。这个列表不是详尽的，并且预期存在多种方法来实施本文的各种实施方案中描述的选通脉冲波组。
[0257]
对于单相情况，在图9a至图9c中呈现了样本调制器。在图9a至图9c中，该方法包括使用期望的调制指数和电网电压以及生成一组对称的选通脉冲。在这个背景下，预期载波c(t)是介于-1与1之间的数值。
[0258]
对于dc快速充电器情况，在图10a至图10c中呈现了样本调制器。在图10a至图10c中，该方法包括使用期望的占空比信号以及生成一组对称的选通脉冲。在这个背景下，预期载波c(t)是介于0与1之间的数值。
[0259]
图9a、图9b、图9c示出了基于双逆变器驱动器的单相充电器的样本调制技术。根据一些实施方案，图9a是示出了改进的电网thd的示例调制技术900a，图9b是示出了与逆变器相关联的减少的开关损耗的示例调制技术900b，并且图9c是示出了最小电网thd的示例调制技术900c。
[0260]
在图9a中提及的方法在前端级减少了开关频率和因此开关损耗，因为前端半桥以电网频率开关。此外，它在马达相之间施加相移。在一些情况下，这种技术可显著减少穿过电机的电流纹波量。
[0261]
在图9b中提及的方法描述了其中逆变器开关以电网频率开关的情况，从而减少开关动作并降低开关损耗。这种方法产生显著更高的传导损耗。
[0262]
在图9c中描述的方法具有最多开关损耗。它可被描述为以开关频率开关的两个开关级。前端和后端级发生相移以便抵消以开关频率和奇数倍施加到机器电感的电压谐波。在一些情况下，这种策略可导致比策略图9a更低的机器相电流纹波(特别是在与d轴和q轴电感相比机器具有高漏电感时)，而在一些其他情况下，可产生更高的电流纹波。
[0263]
图10a、图10b、图10c示出了基于双逆变器驱动器的dcdc快速充电器的样本调制技术。根据一些实施方案，图10a是示出了改进的电网thd的示例，图10b是示出了减少的开关损耗的示例，并且图10c是示出了最小电网thd的示例。
[0264]
在图10a中提及的方法不对前端级进行开关，从而持续保持前端半桥的外开关始终接通。此外，它在马达相之间施加相移。在一些情况下，这种技术可显著减少穿过电机的电流纹波量。
[0265]
在图10b中提及的方法描述了其中逆变器开关没有进行开关的情况。这种方法产生显著更高的传导损耗。
[0266]
在图10c中描述的方法具有最多开关损耗。它可被描述为以开关频率开关的两个开关级。前端和后端级发生相移以便抵消以开关频率和奇数倍施加到机器电感的电压谐波。
[0267]
在一些情况下，这种策略可导致比策略图10a更低的机器相电流纹波(特别是在与d轴和q轴电感相比机器具有高漏电感时)，而在一些其他情况下，可产生更高的电流纹波。
[0268]
vii.模拟
[0269]
a.ac前端电路
[0270]
使用表1所示的参数来模拟在图3中描绘的系统。
[0271]
表1-在模拟中使用的参数。
[0272][0273]
1)漏电流消除：逆变器和前端半桥由跟踪参考ac电网电流的控制系统命令。
[0274]
模拟是基于三角载波，从而反映工业中存在的调制策略。因此，选通信号的正脉冲s
hb2
从信号s
hb1
的正脉冲相移了180
°
。类似地，sinv2i开关了180
°
而与s
inv1i
不同相。图11a至图11d呈现了在模拟中使用的选通信号。
[0275]
图11a、图11b、图11c、图11d示出了在不使用电流隔离的情况下进行调制的朴素调制方法中使用的选通信号。
[0276]
在模拟中测量电网电流和电压以及ac电网接地电流。ac电网接地电流具有超过7a的rms值，比标准设定的极限高出几个数量级。图12a至图12c呈现了模拟系统的波形。图12a至图12c示出了朴素调制方法的电流和电压波形。
[0277]
特别地，图12c示出了不期望的漏电流。在电流穿过一个ac端子但不从另一端子回来时，漏电流可能是危险的，这意味着电流必须通过另一形式的连接(诸如地面)回来。如果电流正在行进穿过地面，则它可能会例如经过人(例如，接触墙壁和地板的一部分的人)并且该人可能会触电。
[0278]
尽管存在可利用的用于防止电击伤的机制，但惊人的电压仍是不期望的并且可导致操作问题。例如，可能发生误跳闸，由此接地断流器可导致间歇的停止。在充电器因电流故障而间歇地停止的早期电动车辆的实现方式的背景下，误跳闸尤其是个问题。例如，有人正想给车辆充电却只发现在充电期间因发生不期望的接地故障而中断了电流。
[0279]
设置第二模拟，其中模拟策略遵循(32)。在这种情况下，顶部子系统和底部子系统的选通信号相同。产生的选通信号可在图13a至图13d中看见。
[0280]
图13a、图13b、图13c、图13d示出了用于对称双极调制的选通信号。如果如图2所示的电压v1和v2相同，并且例如使用图9c中的调制，则满足条件32a至32c。
[0281]
这些模拟中使用的调制确保系统满足条件(32a)、(32b)和(32c)。使用图29所示的调制器2900以产生图13a至图13d所示的选通信号。在向系统施加这些选通信号时，产生的波形在图14a至图14c中示出。
[0282]
因此，消除了接地漏电流，并且系统在相关安全标准的推荐规范内操作。模拟的波形在图14a至图14c中示出。图14a、图14b、图14c。
[0283]
2)波纹减轻：如在图6中呈现的电路所示，如在(32)中指定的漏电流的消除可增加
穿过环路的电压，因为这种技术确保v
inv1,cm
＝v
inv2,cm
，从而最小化电压源v
inv1,cm
和v
inv2,cm
相互提供的抵消(参见图4)。类似地，由ac前端半桥产生的电压v
hb1,cm
和v
hb2,cm
。因此，图14b所示的电流显示出比在图12b中所见大得多的纹波。
[0284]
进行第三模拟，其中使用条件(45)来生成选通信号。这种技术相当于单极pwm调制，如在全桥逆变器中使用。产生的选通信号在图15a至图15d中示出。
[0285]
在这种操作模式下，不仅s
hb1
＝s
hb2
并且s
inv1
＝s
inv2
，而且选通信号s
inv1
的正半周期与s
hb1
对准，从而最小化电压失真。
[0286]
图13a所示的选通脉冲的正半周期的中心与图13c所示的选通脉冲的负半周期的中心对准。
[0287]
相反，用于产生图15a至图15d脉冲的选通方法使得图15a和图15c所示的选通脉冲的正半周期的中心对准。半周期的分量的这种对准使开关电压的奇次谐波对准，从而抵消这些谐波并且最小化电流thd。
[0288]
图13a至图13d和图15a至图15d所示的选通脉冲源于被配置为两个不同相移的相同控制系统。
[0289]
图15a、图15b、图15c、图15d示出了可用于所提出的对称单极调制的选通信号。
[0290]
这种操作模式大大减少了ac电网电流纹波并且改进了thd性能，因为这种相对相移抵消了开关电压干扰的奇次谐波，进而抵消电流失真的最显著驱动因素。产生的波形可在图16a至图16c中看到。可以注意到，不仅与对称双极情况相比，而且与不对称(常规)调制相比，系统都具有改进的thd性能，因为该系统包含高频漏电流纹波的强分量。图16a至图16c示出了用于所提出的对称单极调制的系统波形。
[0291]
图15a至图15d所示的这种第二方法中的thd性能改进移除了由开关频率周围的干扰(电压纹波)引起的对thd的显著贡献。thd移除电路实施方案适于移除开关频率分量和奇数(1、3、5、7)谐波(例如，谐波数越高，它的影响越小，因此较低编号的谐波对thd的贡献更大)。
[0292]
图13a至图13d和图15a至图15d所示的调制方法源于与图9c所示的调制器类似的调制器。这些之间的差别是转换器的前端和后端级的载波之间的相对载波相移。多个相移是可能的，并且图13a至图13d和图15a至图15d所示的选通信号是这些可能性的两个示例。
[0293]
在一些实施方案中，通过相对于的改进的软件控制来提供表现出thd改进的电路，这是对于单相电路。在半桥和相关联的逆变器的选通的正半周期的中间点之间的相移为0。重要的是应注意，即使没有thd改进的方法也仍有价值，因为该方法仍比实现电流隔离更便宜。
[0294]
可通过查看施加到图6所示的电感器(v
l
)的电压的分布来理解电流纹波减少。这个电压分布类似于在常规全桥逆变器中看到的电压分布。
[0295]
图17提供了电压的谐波分量的比较。尽管在图17a所示的对称双极调制的情况下，电压中存在开关频率的所有谐波，但在图17b所示的对称单极调制的情况下，不存在奇数分量。特别地，第一谐波具有最低频率和最高功率。奇次谐波的不存在导致更大的电流thd改进。
[0296]
对于图14b所示的结果，thd是大约8.3％，而对于图16b所示的结果，thd改进到0.7％。
[0297]
图17示出了电压谐波分布。图18a和图18b示出了可用于dc前端快速充电器转换器的系统波形。
[0298]
b.dc前端快速充电器电路
[0299]
表2-在用于dc前端转换器的模拟中使用的参数。
[0300][0301]
还使用表2所示的参数来模拟图7所示的电路。
[0302]
如本文所述，呈现了共模电流的存在对非隔离转换器的重要性的讨论。
[0303]
这个问题在安全性和竞争力两个方面都有影响，因为变压器典型地是选择的解决方案并且可能对高电力电路引入严重缺点。实现共模性能分析以阐明可用于在不利用隔离变压器的情况下解决共模漏电流问题的工具，从而导致更便宜、更功率密集且高效的转换器拓扑。
[0304]
引入能够显著减少或消除对称非隔离转换器上的共模漏电流的调制技术。在一些方法中，所提出的调制可要求零附加硬件并且可在电力转换器上施加最小附加成本或没有附加成本。所讨论的技术的一个合适的应用是给电动车辆充电，其中增加的密度和消息可具有决定性商业意义，因为此类特性与车辆里程和充电时间密切相关。
[0305]
还介绍了也与所呈现的调制相容的基于双逆变器传动系统的新颖对称dc快速充电拓扑。为单相对称充电器和新提出的对称dc快速充电器两者指定调制。调制技术还被推广用于任何对称拓扑。
[0306]
对单相充电电路和dc快速充电器执行模拟验证。所提出的调制成功地消除共模漏电流，同时维持实现次要目的(诸如thd改进和效率优化)的能力。
[0307]
在这里引入的技术对于使用双逆变器传动系统的非隔离集成充电器的操作是必要的。未能使用这种调制导致高漏电流、未能满足监管标准以及危害操作者和路人。本文描述的各种实施方案提供了用于充电器电路的安全操作和商业化的技术解决方案。
[0308]
实验
[0309]
建立实验装置以验证通过前述分析和模拟得出的结论。在这个实验中，将如图2所示的双逆变器传动系统单相充电器用于电池充电操作，其中添加被设计为最小化电网连接点处的噪声的x电容器，从而有助于ac电网电压测量。另外添加共模电感l
cmc
，其被包括来减轻由非理想对称引起的任何小漏电流。连接滤波器2400在图24中示出。
[0310]
系统然后在三个不同的条件下操作：
[0311]-用不对称调制的非隔离，其中朴素调制不遵守等式32a至32c中展示的条件。
[0312]-用不对称调制的隔离，其中在60hz输入ac电压中包括电流隔离变压器。包括电流隔离反映了大多数的当前商业解决方案。
[0313]-用所提出的对称调制的非隔离。
[0314]
图19a、图19b和图19c是示出了根据一些实施方案的所提出的非隔离对称电路相对于非隔离不对称示例和隔离不对称示例的改进的漏电流响应的实验曲线图。图19a至图19c表明不仅对称调制几乎消除非隔离系统的接地电流，而且表现出比隔离解决方案更少的漏电流。
[0315]
示例电路
[0316]
图20是示出了根据一些实施方案的对称轴线的示例改型电路2000。在该示例中，可通过添加部件以成示例电路的镜像并按所有部件的开关对该电路进行改型。
[0317]
在使部件成镜像之后，可将负端子连接到正端子并且将正端子和负端子连接到负载。将两个等效电路放在一起，尽管部件计数增加，但电力规格相同，因为向每一者提供一半电力。
[0318]
用于调制信号的控制器电路被配置为遵循以上实施方案中描述的信号规则，使得串联控制对应的开关。例如，可使用数字信号处理器或波形发生器(例如，作为脉冲)来生成信号。尽管部件匹配可能会引入一些非理想因素，但申请人注意到该电路的性能可能比电流隔离更高(因寄生电压/电流，该电流隔离也具有非理想因素)。
[0319]
可例如根据图21的示例图2100提供控制器电路2102，该控制器电路具有车载软件、任选地thd改进模块、信号识别器、选通信号发生器和任选的反馈跟踪模块。该控制器电路适于调制信号以根据本文描述的规则来控制电路部分1和2的开关，从而串联操作开关。
[0320]
图22是根据一些实施方案的示例实际实现示意图2200，其中电路作为电动车辆上的电路的一部分存在。在该示例中，改进的非隔离转换器电路可适于存在于电动车辆上或耦合到电动车辆，使得转换器电路与电动车辆一起行进并且在车辆充电时使用。在该示例中，因为电路不需要电流隔离，所以电路体积和花费可显著减少，使得具有车载电路变成实际可行的选择。
[0321]
图23是根据一些实施方案的示例实际实现示意图2300，其中电路作为电动车辆的充电站的电路的一部分存在。在该示例中，改进的非隔离转换器电路可适于存在于快速充电器或充电站上或耦合到快速充电器或充电站，使得电路用于给多个车辆安全地充电。
[0322]
图25至图28是根据一些实施方案的示例改型电路2500、2600、2700和2800。
[0323]
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[0337]
术语“连接”或“耦合到”可包括直接耦合(其中彼此耦合的两个元件彼此接触)和
间接耦合(其中至少一个附加元件位于两个元件之间)两者。
[0338]
尽管已详细地描述了实施方案，但是应该理解，在不脱离范围的情况下，可在本文中做出各种改变、替换和变更。此外，本技术的范围不旨在限于说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法和步骤的特定实施方案。
[0339]
如本领域的普通技术人员将从公开内容中容易了解，可利用执行基本上与本文描述的对应实施方案相同的功能或者实现基本上与本文描述的对应实施方案相同的结果的目前存在或稍后待开发的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤。因此，所附权利要求旨在将此类过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤包括在它们的范围内。
[0340]
如可理解，以上描述和示出的示例仅旨在是示例性的。

技术特征：

1.一种用于调制电力电路中的共模漏电流的方法，所述电力电路将以下项介接到电压源：两个能量存储装置、两个能量源，或者；一个能量存储装置和一个能量源，所述方法包括：控制电对称电力电路的多个开关，使得当所述电力电路耦合到电网时，所述多个开关中的一个或多个电对称开关对以相同的操作状态操作，以减少所述共模漏电流；其中所述一个或多个电对称开关对中的每个开关具有开关节点，所述开关节点由对称支路连接并且跨对称轴线电对称；并且其中所述对称轴线围绕对所述电对称开关对的所述开关节点具有相等或近似相等阻抗的任何电力点定义。2.如权利要求1所述的方法，其中所述电对称电力电路没有电力隔离。3.如权利要求1所述的方法，其中所述电对称电力电路的所有有源电元件具有对称的对应元件，所述有源电元件包括电压源和电流源中的至少一者。4.如权利要求3所述的方法，其中所述电对称电力电路在并网活动期间没有电力隔离。5.如权利要求2所述的方法，其中所述电对称电力电路是双逆变器驱动器。6.如权利要求5所述的方法，其中所述双逆变器驱动器是具有两个成镜像的电通路的单相充电器，每个电通路包括有源整流器级、能量存储装置和三个逆变器级，所述三个逆变器级中的每一者跨电感绕组耦合到对称的对应体。7.如权利要求6所述的方法，其中所述有源整流器具有开关shb1，并且所述开关shb1以所述电网的电网频率进行开关。8.如权利要求6所述的方法，其中所述三个逆变器级中的每一者的对应开关串联操作以具有相同的操作状态，所述三个逆变器级中的每一者以所述电网的电网频率进行操作。9.如权利要求8所述的方法，其中所述有源整流器具有开关shb1，并且所述开关shb1以所述电网的所述电网频率进行开关；并且所述开关shb1的接通操作状态的中心相对于与所述三个逆变器级中的至少一者相对应的至少一个接通操作状态的中心同步。10.如权利要求1所述的方法，其中所述电对称电力电路是具有四开关对称降压dc-dc前端的基于双逆变器的dc充电器。11.如权利要求10所述的方法，其中所述电对称电力电路包括具有开关shb1的有源整流器，并且所述开关shb1在接通操作状态下操作。12.如权利要求10所述的方法，其中所述电对称电力电路包括三个逆变器级，所述三个逆变器级中的每一者跨电感绕组耦合到对称的对应体，并且所述三个逆变器级中的每一者的对应开关在断开操作状态下操作。13.如权利要求10所述的方法，其中所述电对称电力电路包括具有开关shb1的有源整流器；其中所述电对称电力电路包括三个逆变器级，所述三个逆变器级中的每一者跨电感绕组耦合到对称的对应体，并且所述三个逆变器级中的每一者的对应开关串联操作以具有相同的操作状态；并且其中所述有源整流器具有开关shb1，并且所述开关shb1以所述电网的所述电网频率进行开关；并且所述开关shb1的接通操作状态的中心相对于与所述三个逆变器级中的至少一者相对应的至少一个接通操作状态的中心同步。
14.一种电路，所述电路具有对称拓扑，并且所述电路包括：具有四开关对称降压dc-dc前端的基于双逆变器的dc充电器，所述基于双逆变器的dc充电器耦合到对称电压源或不对称电压源。15.如权利要求1所述的方法，所述方法包括通过使电部件成镜像以沿着电对称轴线实现电对称来对非对称非电流隔离电力电路进行改型以便提供所述电对称电力电路。16.如权利要求1所述的方法，其中所述调制的共模漏电流充分减少，使得在充电期间不触发接地故障指示器。17.如权利要求1所述的方法，其中所述电对称电力电路耦合到便携式充电器或耦合到电传动系统。18.如权利要求17所述的方法，其中所述电传动系统耦合到车辆，并且所述电传动系统在驱动模式下提供驱动功能并在静止模式下提供电力流动能力。19.如权利要求18所述的方法，其中所述电力流动能力适于双向电力流动。20.如权利要求7所述的方法，其中所述开关shb1具有互补开关shb2，并且所述开关shb1和所述开关shb2的开关进行同步，使得正脉冲在时间上相互对应并且负脉冲在时间上相互对应。21.如权利要求9所述的方法，其中所述开关shb1和所述三个逆变器级中的所述至少一者的所述至少一个接通操作状态的所述中心的所述同步减少ac电网电流纹波和总谐波失真。22.如权利要求21所述的方法，其中所述ac电网电流纹波和所述总谐波失真充分减少以满足用于向所述电网提供电力的最低操作要求。23.如权利要求22所述的方法，所述方法包括从耦合到所述电对称电力电路的能量存储装置向所述电网提供电力。24.如权利要求5所述的方法，其中所述双逆变器驱动器包括前端级的持续保持接通的外开关，并且在马达相之间施加相移。25.如权利要求5所述的方法，其中所述双逆变器驱动器逆变器开关不进行开关。26.如权利要求5所述的方法，其中所述双逆变器驱动器被控制为以开关频率进行开关的前端开关级和后端开关级，并且其中所述前端开关级和所述后端开关级进行相移以抵消在所述开关频率下且处于奇数倍的电压谐波。27.如权利要求5所述的方法，其中控制所述双逆变器，使得选通脉冲的正半周期的中心与所述选通脉冲的负半周期的中心对准，从而将开关电压的奇次谐波对准以抵消所述奇次谐波，减少电流谐波失真。28.一种电对称电力电路，所述电对称电力电路包括：控制器电路，所述控制器电路被配置为控制所述电对称电力电路的多个开关，使得当所述电力电路耦合到电网时，所述多个开关中的一个或多个电对称开关对以相同的操作状态操作，以减少所述共模漏电流；其中所述一个或多个电对称开关对中的每个开关具有开关节点，所述开关节点由对称支路连接并且跨对称轴线电对称；并且其中所述对称轴线围绕对所述电对称开关对的所述开关节点具有相等或近似相等阻抗的任何电力点定义。
29.一种用于控制电对称电力电路的操作的控制器电路，所述控制器电路包括：硬件处理器，所述硬件处理器被配置为控制所述电对称电力电路的多个开关，使得当所述电力电路耦合到电网时，所述多个开关中的一个或多个电对称开关对以相同的操作状态操作，以减少所述共模漏电流；其中所述一个或多个电对称开关对中的每个开关具有开关节点，所述开关节点由对称支路连接并且跨对称轴线电对称；并且其中所述对称轴线围绕对所述电对称开关对的所述开关节点具有相等或近似相等阻抗的任何电力点定义。30.一种非暂时性机器可读介质，所述非暂时性机器可读介质存储机器可解释指令，所述机器可解释指令在被处理器执行时致使所述处理器执行根据权利要求1至13、15至27中任一项所述的方法。31.一种调制存在于电力转换器电路中的开关的选通脉冲的方法，所述方法包括：控制所述电对称电力电路的多个开关，使得当所述电对称电力电路耦合到电网时，所述多个开关中的一个或多个电对称开关对以相同的操作状态操作，以减少所述共模漏电流；其中所述一个或多个电对称开关对中的每个开关具有开关节点，所述开关节点由对称支路连接并且跨对称轴线电对称。32.一种用于对非对称电力电路进行改型的方法，所述方法包括建立所述非对称电力电路的两个对称复本，其中每个对称复本处理输入电力的一半，并且根据权利要求1至13、15至27中任一项所述的方法来控制所述两个对称复本。33.如权利要求32所述的方法，其中所述电路的两个对称部分中的每一者的输入是串联的。34.如权利要求32所述的方法，其中所述电路的所述两个对称部分中的每一者的所述输入并联连接。35.如权利要求32所述的方法，其中所述电路的所述两个对称部分中的每一者的输出是并联的。36.如权利要求32所述的方法，其中所述电路的两个对称部分中的每一者的所述输出串联连接。37.如权利要求32所述的方法，其中电力输入是dc源。38.如权利要求32所述的方法，其中所述电力输入是单相ac源。39.如权利要求32所述的方法，其中所述电力输入是三相ac源。

技术总结

本文描述了一种用于控制电对称电力电路的方法，以减少共模漏电流。所述方法可包括例如控制器电路，所述控制器电路被配置为控制所述电对称电力电路的多个开关，使得当所述电力电路耦合到电网时，所述多个开关中的一个或多个电对称开关对以相同的操作状态操作，以减少所述共模漏电流。还描述了适于电流纹波和总THD失真减少的变型，所述变型可用于车辆到电网电力传送情况。网电力传送情况。网电力传送情况。

技术研发人员：

P

受保护的技术使用者：

亿率动力有限责任公司

技术研发日：

2021.06.24

技术公布日：

2023/3/24