用于高压放电灯的运行装置和运行方法

技术领域

本发明涉及按照权利要求1的前序部分所述的一种用于高压放电 灯的运行装置。其中本发明尤其涉及用于控制高压放电灯运行装置的 一种装置和方法，其中该灯的极性以规则的间隔进行反转。在这种情 况下，目标在于在极性反转过程中被触发的超调的幅度。由于本文还 包含有超高压放电灯的描述，所以应当申明的是，所述的高压放电灯 在下文中也包括超高压放电灯及其类似的东西。

背景技术

所谓的方波运行模式广泛应用于高压放电灯(同样在下文中称为 灯)的电子运行装置。在这种情况下，直流电流施加到所述的灯上， 且其极性以规则的间隔进行反转。为了避免电泳效应和同时施加到灯 的每个电极上，这种反转是必需的。

所述的直流电流通常由脉冲电源来提供。这些脉冲电源通常是基 于已知的拓扑学，比如降压变换器(Buck)、升压变换器(Boost)、 反转变换器(Buck-Boost)、Cúk或Sepic变换器。供给脉冲电源的 电压通常高于灯上的电压，如此使得一种降压变换器得到优选使用。 所述脉冲电源能够为负载提供的功率一般可以通过脉冲电源中所含 的电子开关的负载率或开关频率来进行调节。为此，该脉冲电源具有 一个控制输入来输入一种控制变量。如果比如脉冲电源是一个降压变 换器，那么通常使用一种脉宽调制器(PWM)，该调制器把控制变量 变换成该降压变换器所包含的电子开关的驱动信号。

专利文件EP 1 148 768(Huber)描述了用于此种类型的一种运 行装置地调节方法。

调节的目的在于使灯的功率保持恒定。这通过一种设定变量来实 现，其中该设定变量是以作为灯电压函数的电流设定值的形式。该电 流设定值在一个调节装置中与控制变量进行比较，其中该调节装置实 际上包含一个控制放大器和一个加法器。

该控制变量由一个测量装置来提供，并且是脉冲电源所提供电流 的测量值。该电流通常可以等于包含在脉冲电源内的电感的电感电 流。该测量装置优选地作为一种测流电阻的形式，其上流过脉冲电源 所提供的电流。该调节装置提供一个控制变量，该控制变量提供到脉 冲电源的控制输入上。这形成对脉冲电源中所含的电感的高频电感电 流(＞20kHz)的调节。用于实现这种调节的两种方式通常是公开的： 预设通过电感的峰值电流(峰值电流方式)和预设通过电感的平均电 流(平均电流方式)。直到目前，峰值电流方式得到优选采用，原因 在于它需要较低的电路复杂性并且本身就对电感电流有限制。为了能 够提供一个其上迭加了尽可能小的交流电流的直流电流，所述的脉冲 电源后面联接了一个滤波器网络，该网络通常包含一个由滤波电感和 滤波电容组成的LC低通滤波器。

为了实现极性反转，在脉冲电源和灯之间联接了一个极性反转网 络。它具有一个极性反转信号输入来输入反转信号。这使得一个控制 装置通过极性反转信号来对灯电压的极性进行反转。该极性反转网络 通常是以全桥的形式，这种全桥包含四个带有所联接的驱动装置的半 导体开关。

为了驱动灯，在脉冲电源和灯之间联接了一个启动变压器，并在 灯运行之前提供一个启动电压。在脉冲电源和启动变压器之间常常也 联接一个包含LC谐振电路的谐振网络，目的是增加所获得的启动电 压。

所讨论的运行装置的所述配置具有以下问题：在脉冲电源和灯之 间联接有储能装置(启动变压器、谐振网络、滤波器网络)，并且它 们一起构成了电抗网络。连同灯一起，该电抗网络在极性反转过程开 始时形成振荡的负载电流。特别是在工程应用中需要恒定的光通。从 而这种极性反转过程一方面必需尽可能快地进行，而另一方面灯电流 的超调和由此还有光通的超调在极性反转期间必需保持尽可能地 小。在现有技术中所描述的这种控制结构产生了在工程应用中具有干 扰效应的超调。

发明内容

本发明的目的在于提供一种如权利要求1的前序部分所述的用于 运行高压放电灯的运行装置，还提供了一种如权利要求11的前序部 分所述的用于运行高压放电灯的方法，其中，在灯电流极性反转时具 有比现有技术小的超调。

从具有权利要求1和11的相应前序特征部分所述的用于运行高 压放电灯的运行装置和运行方法出发，该目的相应地通过权利要求1 和11的特征部分得到实现。特别有利的改进参见从属权利要求。

所述的设定变量一般通过系统用户来预先设定，并且除非用户改 变对该系统的要求时才进行改变。假如灯电压是恒定的，那么灯电流 的设定变量同样预先设定并且在现有技术中保持恒定。所述的前提条 件一般是真实的，原因在于灯电压在运行期间相对于极性反转之间的 时间间隔变化非常慢。

按照本发明，所述的设定变量以同步于极性反转且同步于开关信 号的时间曲线下降一个下降值。这种下降的目的在于促使上述电抗网 络中储能装置振荡，这抑制了由极性反转所引起的超调。在理想情况 下，这种超调按照本发明能完全补偿。如果该控制变量跟随该设定变 量非常慢，比如通过一种实质上作为积分器运行的控制放大器，并比 如在长于一微秒的持续时间中，那么直接降低控制变量就比降低设定 变量更有利。从而下文中在同样意义上也适用控制变量的下降。

由于在下降开始与电抗网络的任何反应之间至少有一微秒，所以 优选地甚至在控制装置产生极性反转信号之前开始降低。实际经验已 表明，在输出极性反转信号之前至少一微秒开始降低是有利的。

所述下降的时间曲线的最佳时长、方式和幅度依赖于负载电路的 特征，特别是依赖于它的阶跃函数响应。在本文中，阶跃函数响应的 描述用于表示网络对于输入变量中的突然改变的反应，这在系统理论 中是公开的。阶跃函数δ(t)通常如此来定义，即，假设在时间t＝0 之前值为0，然后在时间t＝0处突然跳到值1并保持不变。在所讨论 的这种运行装置的情况中，极性反转表示输入电压对负载电路的阶跃 函数变化，其中该负载电路按照其阶跃函数响应来变化。按照本发 明，由这种阶跃函数响应所引起的超调通过降低设定变量来进行补 偿。

经验表明，这种降低按照本发明必需在极性反转之后持续至少10 微秒以获得这种效应。

还表明了，这种降低按照本发明应当快速启动且应当缓慢衰减以 获得这种效应。如果这种降低具有脉冲时间曲线，那么这意味着脉冲 的下降时间必需至少三倍于脉冲上升时间。下列的关系用于验证这种 数学符号：下降的正值导致设定值的降低。

还表明，针对于本发明的目的，这种降低把其最大值恒定地保持 一个停留时间不变是有利的。

存储在电抗网络的储能装置中的能量的多少影响着负载电路的 阶跃响应。按照本发明，下降的幅度从而与存储在电抗网络的储能装 置中的能量的多少相匹配。按照本发明，这是通过选择下降的最大值 来作为灯运行变量的函数来实现的。比如，流过灯的电流(灯电流) 是电抗网络中感性储存的能量的量度。对于给定的灯功率，也可以检 测灯电压而不是灯电流。

已经表明，按照本发明，当在降低过程中所获得的设定变量的最 小值总保持不变时，尤其在灯电流中这种对于超调的补偿是最优的。 由于该设定变量可以假定是不具有任何降低的不同值，那么降低的幅 度由此由不具有任何降低的设定值与设定变量的恒定最小值之间的 差来获得。

如上所述，下降值的最佳时间曲线(下降值(t))与负载电路的 阶跃响应有关。已经表明，在最简单的情况下，负载电路可以通过一 个包含等效电感和等效电阻的串联电路来进行模拟。该等效电感可以 近似地由电抗网络中所含的电感的总和来表示。该等效电阻对应于在 相应的灯运行点处的灯电压与灯电流的比率。在简化的模型中，下降 值则理想地按照以下的公式：

下降值(t)＝δ(t)Ae-t/τ

其中δ(t)表示单位阶跃函数，A表示降低的最大值，时间常数τ 表示等效负载电感与等效负载电阻的比值。实际上，下降值不会精确 地按照上述的公式。在时间t＝0处，下降值将需要无限快地上升到一 个起始值。该下降值也将需要动作一个无限长的时间。这两种情况都 不是可行的。从而对于下降值基本上遵照上述公式已经足够了，也就 是说，具有一个有限的上升时间，并且在一个有限的时间后下降到零 值。

如上所述，一个通常已知的降压变换器优选地用于脉冲电源。已 经发现，如果降压变换器运行于所谓的平均电流模式，那么所讨论的 超调是特别小的。这比如在L.H.Dixon的“Average Current Mode Control of Switching Power Supplies(开关电源的平均电流模式 控制)”，Unitrode Power Supply Seminar Manual，1990中描述过。

按照本发明，微控制器用于所述运行装置已经发现是有利的。所 述调节装置和控制装置都有可能由一个微控制器来构造。在这种情况 下对于经验确定的值，比如停留时间与灯电流的时间常数τ之间的关 系，以表格的形式存储在微控制器中。该表格的值在灯运行期间被读 出，如此使得灯电流中和光通中的超调不断得到优化。

除了把由经验获得的关系存储在表格中，还有可能实施一种数学 近似，比如多项式近似。所述的微控制器从而可以比如对停留时间和 时间常数τ进行计算来作为所测量的灯电流的函数。这使得能够很容 易地设定没有记录在表格中的中间值。另外，该运行装置的特征可以 通过对少数几个参数进行编程来进行设定，其中这些参数通过数学近 似来获得。

按照本发明的一种方法也可以通过一个微控制器来进行控制。从 而，该微控制器首先把给定的设定值下降一个存储的最大下降值。在 一个可编程时间之后，生成极性反转信号。在停留时间之后，该微控 制器用预定的减半时钟周期把所述的下降值减半多次。这能够模拟上 述的指数函数公式。在这种情况下，该减半时钟周期代表时间常数 τ。最后，当连续减半过程所产生的下降值达到一个小于微控制器分 辨能力的值时，这种下降过程才结束，并且在下一个极性反转过程中 重复该过程。

按照本发明，超调的下降对于所述运行装置的元件中声学振荡具 有有利的效果。按照本发明的运行装置比按照现有技术的运行装置产 生小得多的干扰噪音。

附图说明

下文将参照典型实施方案对本发明详细解释。在这些附图中：

附图1示出了按照现有技术的灯电流IL、相对光通ΔΦ和设定值 Is的时间曲线，

附图2示出了按照本发明的灯电流IL、相对光通ΔΦ和设定值Is 的时间曲线，其中该值Is是用于没有降低的小的设定值，

附图3示出了按照本发明的灯电流IL、相对光通ΔΦ和设定值Is 的时间曲线，其中该值Is是用于没有降低的高的设定值，

附图4示出了按照本发明的一种运行装置的典型实施方案框图，

附图5示出了按照本发明的设定值Is的时间曲线，其中该值由 微控制器产生，

附图6示出了灯电流的最佳停留时间与最佳减半时钟周期之间的 一种由经验确定的关系。

在下文中，电阻用字母R来表示，晶体管用字母T来表示，二极 管用字母D来表示，联接端子用字母J来表示，电感用字母L来表示， 而电容用字母C来表示，在每一项中都跟了一个数字。

具体实施方式

附图1示出了按照现有技术的灯电流IL、相对光通ΔΦ和设定值 Is的时间曲线。极性反转网络对时间t＝0时的极性进行反转。从负的 边缘值开始，灯电流IL上升，形成幅值为OSIa的超调，然后变成正 的边缘值。曲线ΔΦ示出了光通相对于设定光通的曲线。在极性反转 时间t＝0时，光通开始下降，然后却上升到稳定光通的上方并形成超 调OSΦa，该超调特别在工程应用中具有干扰效应。所述的设定值Is 在极性反转过程中保持恒定。Is的参照线不是所示的时间轴t，而 是恰好位于附图1中所示范围的下方。由于Is中的变化对于本发明 来说是重点，所以就选择一种比例使其看起来清楚。然而，在这种情 况下所述的参照线消失在未示出的范围中。极性在负的方向上反转就 具有负的方向上的相应的超调曲线。

附图2示出了附图1中所示出的相同变量的时间曲线。按照本发 明，设定值Is在极性反转之前降低。最大降低值以及从而最小设定 值被非常快地达到。此后，所述的降低值按照前述的指数规律下降。 所述的设定值Is一旦从最小点之后再次上升，就以相应的方式上升 到在降低之前的初始值。按照本发明，为了获得期望的效果，所述的 设定值Is的降低最小必须选择为至少10％。按照本发明，灯电流IL 和相对光通ΔΦ中的降低效果能够清楚地看到。超调OSIb和OSΦb 明显小于附图1中现有种类的超调OSIa和OSΦa。这种效果的获得并 不会降低在极性反转之后达到正的边缘值的速度。所述的光通也达到 其期望值，而与现有技术相比而没有任何延迟。极性在负的方向上的 反转具有负方向上相应超调的曲线。所述设定值Is的曲线与极性反 转方向无关，其原因在于，在电路中，极性反转网络在脉冲电源之后。 这意味着，在极性从正的灯电流反转到负的灯电流过程中，所述设定 值的降低具有如同极性从负值反转到正值一样的曲线。

象附图2一样，附图3示出了灯电流IL、相对光通ΔΦ和设定值 Is的时间曲线。该曲线适用于如附图2中所示的相同的电抗网络。由 于灯电压较低，所以灯电流的设定值Is较高。已经发现，对于一个 给定的电抗网络，按照本发明，为了获得相同的效果，用于产生最大 降低的所述设定值Is的最小值优选地保持不变。按照本发明，附图3 中IL和ΔΦ的超调恰好象附图2中的一样小。

附图4示出了按照本发明的一种运行装置的典型实施方案框图。 所述的运行装置通过端子J1和J2来供给直流电压，其中J2处于地 电位M。为了避免高频负载加载到直流电压上，在J1和J2之间联接 了电容C1。

由电感L1、晶体管T1和二极管D1构成的串联电路联接到J1和 J2之间。L1是一种具有相当小电感的抑制电感。包含由滤波电感L2 和滤波电容C2组成的串联电路的滤波器网络与D1并联，其中该二极 管的阳极联接到地电位M。L2、T1和D1连同用于驱动T1的驱动器电 路1构成了通常已知的降压变换器。该降压变换器的输出电压供给 C2。C2通过测量电阻R1联接到地电位M。

由脉冲电源供给的电流流经R1。R1上的电压降从而形成了由脉 冲电源供给的电流的量度，并从而直接成为灯电流的量度，且形成控 制变量。

所述降压变换器的输出电压反馈到极性反转网络2。比如可能通 过半导体开关来进行开关的可能联接用该附图中的虚线来表示。点3 和4构成了极性反转网络2的输出，并通过相应的电感L3、L4以及 相应启动变压器L5、L6的次级绕组联接到端子J3、J4，其中端子J3 和J4可以联接灯Lp。L3和L4的与开关网络相对的一侧通过电容C3 相联接。L3、L4和C3构成一个谐振网络，该网络通过产生相对于极 性反转网络在C3上的输出电压而增高的电压来辅助灯的启动。L3和 L4也可以相互耦合。

除了次级绕组L5和L6，所述的启动变压器还具有联接了启动控 制器3的初级绕组L7。在灯运行之前，通过启动变压器在灯Lp上产 生了适合于启动灯的电压。电感L3、L4、L5和L6在启动之后对于灯 的运行不是必需的，但是它们连同L2、C2和C3一起构成了一种电抗 网络，该网络对于极性反转期间的超调有明显的影响。

所述的运行装置具有装置5，参见下文中的设定值发送器，其中 由该发送器发送一个电流设定值形式的设定变量。该电流设定值传送 给加法器8。代表控制变量的R1上的电压降以反相的形式供给所述的 加法器8。相加的结果由加法器8供给一个控制放大器6。通常，该 控制放大器6具有PI特征，这在上述参考文件(Dixon)中已经进行 了说明。控制放大器的输出代表一个控制变量，其中该变量通过脉宽 调制器7传送给脉冲电源的控制输入。该控制输入是驱动晶体管T1 的驱动器电路1的输入。

所述的控制放大器6连同加法器一起构成了一种调节装置。

按照本发明，所述的运行装置包含一个控制装置4，该控制装置4 产生一个下降值并把该值通过联接11传送给设定值晶体管5。由于该 控制装置4通过一个联接10控制着极性反转过程，所以设定值可以 通过设定值晶体管5的联接11并与极性反转同步地下降。设定值晶 体管5中的设定值比如可以通过一种减法电路来产生下降，其中该减 法电路从固定的预设值中减去下降值。

该下降值也可以具有同样效果地、以反相的形式由控制装置4供 给加法器8。

通过所述的联接9，控制装置4接收到关于灯的点燃电压的信息。 按照本发明，该控制装置4根据该点燃电压选择下降的幅度，这种选 择是借助于存储于控制装置4内和可能以表格的形式存储的特征。在 现有技术已经公开过，关于灯电压的信息也通过联接11来用于改变 极性反转过程之间的设定变量的恒定值。然而在这种情况下，按照本 发明，在极性反转过程中的设定值没有下降。

用于提供设定变量的装置5、控制放大器6、加法器8、脉宽调制 器7和控制装置4可能用一个微控制器来构造。

附图5以示例的方式示出了按照本发明的设定值Is的时间曲 线，其中该值由微控制器产生。在极性反转过程之前，该微控制器把 设定值Is在一步骤从大约为2.3A的正常设定值Ip下降一个最大的 下降值，以达到大约为1.3A的最小设定值IRN。所述的最大下降值保 持大约为25μs的停留时间tRZ。在停留时间tRZ之后，到达极性反 转时间tcom，在该时间点，所述的微控制器开始对灯电压的极性进行 反转。然后该微控制器对下降值进行减半。该微控制器以由减半时钟 周期tRI所预定的时间间隔把下降值减半若干次。在第三次减减半时 钟周期tRI之后，该微控制器再次回复到正常的设定值Ip。在比下一 次极性反转提前停留时间tRZ的地方再次开始这种过程。

附图6以图表的形式示出了灯电流的最佳停留时间tRZ与最佳减 半时钟周期之间的一种由经验确定的关系。停留时间tRZ与灯电流IL 之间的关系由虚线来表示。减半时钟周期tRZ和灯电流IL之间的关 系由实线来表示。该运行装置的电抗网络中的变化形成不同的关系。 附图6示出了在每种情况下作为灯电流IL和灯电压UL的函数的停留 时间tRZ和减半时钟周期tRI。所以，这种关系考虑到了所调节的灯 的最初功率这种情况。灯电流IL从而可以通过灯的功率变换为灯电 压UL。附图6中所示的这种关系可能以表格的形式或者以数学近似值 的形式存储在微控制器中。该运行装置从而自动地根据比如灯电流IL 或灯电压UL的运行变量进行自我优化。