工作电路的切换控制

工作电路的切换控制

本发明涉及一为负载例如一低压放电灯工作的电路。

尤其涉及用于功率范围不到几十瓦的工作电路，在此首先是前面所 提的费用问题、例如小网络部件和尤其是用于紧凑型荧光灯(KLL) 的电子附加设备(EVG)。

在此电路中必须考虑与切换频率的节拍相谐调的开关元件。此处所 用的装置例如应用分立的电流变换器，如W.Hirschmann(西门子公 司，1982)的“电子电路”一书的148和150页所示，或者通过谐振 电抗器或功率传输器上的附加线圈截取控制能量并且相应模拟在脉冲 生成和相移网络之中(见德国公开件DE4129430)。自然也能够将频 率或脉宽控制电路有利地集成在一控制IC中。

然而此种控制电路的缺点在于位于电感上的几个线圈品质或者附 加线圈的费用问题，或者昂贵的具有辅助电流源等的控制IC，而在较 小功率的情况下对价格的影响非常明显。因为与功率元件相比较控制电 路的价格在几瓦的传输功率时如用于几百瓦的情况时一样高。

本发明的任务在于利用简单而且经济的生产改善开头所提地控制 电路。

此任务通过权利要求1特征部分的特征解决。此电路装置的其它有 利特征位于从属权利要求中。

本发明出自于如下理论，在开关元件的不导通状态期间的空载电流 与在其导通状态时的电流相反向，该空载电流作为导通状态时的用于控 制该开关元件的能量源。这可通过如下方式实现，空载电流的路径基本 通过一个空载二极管阻塞并且例如通过一个在空载段插入的齐纳二极 管产生电压降，该电压降然后作为空载时间内的激励脉冲以及齐纳电压 水平的激励脉冲通过一电流或负载存储元件在衰减期间延迟，如同与开 关元件平行的空载二极管的起动延续。

然而在本发明中能以不同的方式实现如下所解释的，应用本来在具 有功率开关元件的工作电路中的空载电流，也就是说以简单和经济的方 式来控制功率开关元件或其它元件。

这里的概述“能量”一般一方面是指物理量“能量”，然而也是一 种替代，例如用于控制FET的电压，用于控制双极性晶体管等的电流 或负载。在每种情况下适合用于控制功率开关元件的电量如同在实施例 中或以其他的技术人员所知的方式由该空载电流得出。

所示的用于开关元件控制的自然不局限于应用半桥电路或EVG， 也可以应用全桥电路，推挽式变换器以及单端变换器如单晶体管装置或 不平衡半桥电路。

该负载不必插入到串联谐振电路中，它也能以变压器方式与二次侧 的整流装置相耦合，例如一般在电源单元中。

代替作为输入电路的简单的整流电路，也可以通过用于减少网络电 流谐波的电路组合来实现。

可以考虑使用P沟道或pnp开关晶体管，也可以通过与随后所用的 N沟道或npn开关晶体管的组合作为开关元件。

如随后所述的实施例一样，不同的实施形式自然也可以相互组合。

基本情况是在启动开关元件之前一空载相位通过一反方向作用的 空载段，例如一反方向的空载二极管定位。

当一变压器耦合到负载例如二次侧的整流电路或没有与之串联的 电感(除了以寄生方式存在的较小的漏电感)的低压卤化物放电灯时， 用于满足空载相位的动作电流存储到与负载并联的电感中。为了避免增 加一个电感线圈，也可以使用具有气隙的变压器，以此保证在开关元件 断开之后满足如此高的磁化电流的空载电流。

然而下述实施例的重点是具有串联谐振电路的半桥电路，因为它特 别适合应用在用于KLL的EVG中。

为了显示该灯和谐振电路范围内的电路的各种可能，则不同的实施 例具有不同的结构。然而这并没有必要与各个本发明的空载控制电路的 差异相关联。许多这些变型实际上都可以自由组合。通过例子的描述可 以清楚地表明本发明的主题，除了空载控制电路外并没有什么特殊电 路。

下面借助于以具有MOSFET开关晶体管(简称FET)的谐振半桥 电路形式的用于KLL的EVG叙述本电路功能，其中的开关晶体管作为 零电压开关工作。在图1到图9中也可以用具有相应电压和电流负载能 力的IGBT(绝缘栅极双极性晶体管，由MOSFET和双极性晶体管的 组合)代替该FET。

图1：供电网络的交流电压通过保险Si连接到整流装置GLR，通 过它产生的整流电压通过电解电容Elko平整。如果采用直流电压源， 如电池供电则可以省掉此输入部分。通过棒形磁芯电感线圈L_filtcr和之 后相连的金属膜电容器C_filter可以满足很好的抗无线干扰性能。

现在在施加供电电压之后为了通过单稳态触发器产生第一启动脉 冲，首先由供电电压对启动电容C_s通过高电阻R_s充电。同时能够通过 与上述晶体管T_a平行的“上拉”电阻R_pu在例如下面的晶体管T_b漏电 流的情况下产生有利的启动输出或者在一次失败的启动尝试之后再次 产生输出。一旦启动电容的电压达到DIAC的阈值电压加上下面的齐纳 二极管2D_t-b的正向导通电压时，所述的DIAC切换并且充在C_s中的一 部电荷释放到T_b的栅极电容C_t-b，以此第一次启动T_b并且在负载电路 中产生谐振。同时T_b也通过放电二极管D_dis和限位电阻R_limit对C_s放电。

如果不存在R_limit，那么T_b就会使启动电容C_s在超过它的阈值电压 之后很快通过D_dis进行完全放电并且在C_t-b中只大约存储4V。在具有 电流变换控制的EVG的情况下谐振电流立即用于产生正反馈并在很弱 的原始控制情况下仍形成较好的可靠性。然而此处的第一脉冲在幅值和 周期上都与后边的空载所产生的控制信号相近似，没有其他的正反馈从 电路提供控制能量。

在DIAC脉冲结束时C_t-b通过R_t-b放电，T_b在超过阈值电压时关 断。一电流已经存储在谐振电感线圈L_res中。该电流在启动期间从T_b 通过与C_res平行的脉冲供电的预加热流入到所示的EVG电路，如同由 去耦合电容C_c、KLL的上灯丝W_H、与电容C_PTC平行的冷导体PTC、 电容C_sec、在连接点与C_res相连的KLL的低灯丝W_L，通过L_res、T_b 和ZD_t-b连到电源的负极。

在T_b关断之后，在L_res中的电流通过T_a中的空载二极管导线空载 路径之前，首先通过一阻塞电阻R_tra对梯形电容C_tra再充电。R_tra压缩 了上述结构中的高频谐振并且该电阻并不是必须的。然而该空载电流路 径通过连在电源上的齐纳二极管ZD_t-a阻塞，所以该电流必须流过二极 管D_t-a和由C_t-a和R_t-a组合的串联电路，并且在该电流通过与该晶体反 并联的空载二极管连接到C_res和C_c的连结点之前，C_t-a充电。一旦C_t-a 上的电压与ZD_t-a的齐纳电压减去D_t-a的导通电压相一致时，ZD_t-a导 通，C_t-a上的电压不再升高。该晶体管T_a已经在与之反并联的空载二极 管的空载期间无损耗地(因为没有电压)开通。

在L_res中的能量被消耗完之后，该空载状态结束。C_t-a开始通过R_t-a 放电。并且该电流通过T_a和ZD_t-a(现在不再在齐纳二极管方向，而是 向前方向)经由L_res和由C_res和由元件W_L、C_sec、具有C_PTC的PTC、 W_H和之后的C_c所组成的串联电路所组成的并联电路进行反方谐振。直 到R_t-a使_Ct-a的电压低于T_a的栅极限电压并且T_a关断。用于此反向谐振 的能量源是存储在上述T_b回路中的C_res以及C_c和C_sec中的能量(不是 在C_PTC中，因为PTC为低欧姆连接)。在L_res中的电流确定其空载路 径时前通过ZD_t-b阻塞，现在为了减少C_tra的关断损耗，现在从电源负 极通过D_t-b、C_t-b和R_t-b的并联电路、到T_b的反并联的体二极管(即， 与晶体管的本质有关的二极管)和随后通过产生电压的L_res和谐振电容 或灯丝连到电源正极。现在C_t-b上的电压达到了ZD_t-b的齐纳电压减去 D_t-b的导通电压，所以ZD_t-b导通并且限制了C_t-b的电压。如T_a一样， T_b也在空载状态开始时导通。T_b和ZD_t-b中的电流开始正向谐振并且 C_t-b再一次通过R_t-b放电，直到低于阈值电压并且T_b重新关断。

该谐振以上述方式以每半周的方式连续，流经灯丝和冷导体的电流 用于对灯丝进行预加热并使该冷导体加热到触发温度以上。在该冷导体 变为高电阻以后C_PTC不再短接。所有谐振电路的极点都向高频移动-近 似于半桥电路所产生的。以此半桥电路中的梯形振荡的基波大大地激发 了谐振电路，从而在灯上产生高电压并使该灯启动。然后该点燃的灯阻 塞了该谐振电路；该振荡仍在继续，直到达到足够的用于控制的空载能 量。

与电流变换控制或相位移动相比，该工作频率在预加热、启动和工 作状态期间差不多是相等的(如果在电源线上没有接入元件例如附加的 电阻的情况下)。通过不同长度的梯形振荡电容  再充电时间和由于 DC电源电压(Elko-交流声)的周期改变所引起的不同时间的空载状 态产生一小的调制，因为该半周期是由通过R_t(R_t-a或R_t-b)从开始值 ZD_t电压减去D_t导通电压的电压在低于栅极限电压前由C_tra再充电时间 加上空载时间再加上C_t(C_t-a或C_t-b)的放电时间。通过这些部件的设计， 尤其是与负载并联的电容器-必须在所有工作状态保证在L_res中存储了 足够的空载电流，因为一旦停止谐振就必须要由DIAC重新启动。

图1所示电路的缺点是，通过R_t使C_t的指数放电非常慢地关断该 FET，首先是因为FET特性曲线的线性区域在结束段具有较高的沟道 阻抗 ，直到它最后由R_t清除并关断。

R_t不是任意选择低欧姆值的，因为一般必须选择如此大的时间常数 C_t，以使空载电流不再满足在所有的工作状态中对C_t的完全充电。然 而通过合适配置C_tra能够避免大量的关断损耗。

因此特别不利的是在导通阶段的后期中的导通损耗，当栅极电压很 低时，该FE工作在线性区域。图2、图3、图4、图5和图7所示的 实施例的主要目的就是克服这些缺点。

图2中还为放电电阻R_t(R_t-a2或R_t-b2)附加串联了一个放电电感 L_t(L_t-a2或L_t-b2)，通过它C_t(C_t-a2或C_t-b2)可以在阻塞振荡时放电。 结果使栅极电压比图1所示实施例中的更少的半周期期间的时间间隔通 过晶体管的线性区域。作为放电电感其满足了小和经济的结构，例如一 BC电感线圈。在图示的实施例中，为了抑制C_t和L_t的振荡电路的过渡 振荡，通过选择R_t＝470Ω以实现较强的阻塞。该阻塞也能够是很小的。

另外去耦合电容C_c2不是如图1一样放置在电源正极和灯之间，而 是在L_res2和W_L2之间。

图3中选择用恒定电流下降所产生的C_t(C_t-a3或C_t-b3)的放电来 代替简单的放电电阻R_t(R_t-a3或R_t-b3)，其产生下降直线形式的C_t 放电曲线，这是比简单的电阻R_t的指数放电曲线要有利。该恒定电流下 降例如可以通过晶体管T_s(T_s-a3或T_s-b3)。电阻R_s(R_s-a或R_s-b3) 和R₁(R_1-a3或R_1-b3)以及由二极管D_s-a13或D_s-b13和D_s-a23或D_s-b23 构成。

另外在图3中放弃了用于预加热灯丝的灯导体而选择了冷启动，其 中此处谐振电容C_res3为灯丝W_L3并且谐振电容C_ser3为灯丝W_H3提供 电流。

图4示出了一可切换的时间常数，其中原来被全充电的电容器C_t (C_t-a4或C_t-b4)开始时高欧姆地通过第一串联和第二串联电路所组成 的并联电路进行放电，其中的第一串联电路由R_tz(R_tz-a4或R_tz-b4)、 齐纳二极管ZD_d(ZD_d-a4或ZD_d-b4)和小信号晶体管T_t(T_t-a4或T_t-b4) 的基极构成，第二串联电路是由电阻R_t(R_t-a4或R_t-b4)和导通的T_b的集 电极-发射极段构成。一旦C_t上的电压低于ZD_d的齐纳电压减去T_t的 基极-发射极阈值电压所形成的阈值时第二个小信号晶体管T_t2(T_t2-a4 或T_t2-b4)由电阻R_t(R_t-a4或R_t-b4)导通，该晶体管切换到第二个、与第一 个相比为短的时间常数(例如第一个的10％)。并且Cz电荷的其余部 分也如同该晶体管电容通过R_t2(R_t2-a4或R_t2-b4)一样快速放电。该FET 线性工作期间也可非常快速地结束，并且也可以明显地减少漏极电流的 电流下降时间。

另外去掉了在附加的寄生谐振电容C_res而所有的必要的与灯并联的 电容都归结到C_sec4。只要灯丝W_H4和W_L4没有变为高电阻，它们就能 够是无问题的。另外该灯不是连到电源负极，而是与去耦合电容C_c4相 串联接到电源的负极。

图5a和图5b的电路实现了如图4所示的栅极电压的近似曲线形 状，只是为了时间常数的转换，不是插入一个低欧姆的放电电阻，而是 电容C_t从一个确定的电压阈值开始断开连接，结果使大约在T_a/T_b导通 的末期该时间常数只有由R_t(R_t-a5a或R_t-b5a)和相似小的FET的内 电容所组成。

图5a中的C_t(C_t-a5a或C_t-b5a)的充电电流是通过一个附加接入 的小信号二极管D_s(D_s-a5a或D_s-b5a)进行的，其在C_t的放电方向阻 塞。只要C_t上的电压大于齐纳二极管ZD_d(ZD_d-a5a或ZD_d-b5a)的上述齐 纳电压加上pnp小信号晶体管T_s(T_s-a5a或T_s-b5a)的发射极-基极电压， 此小信号晶体管导通并且允许C_t通过一发射极一集电极段和R_t(R_t-a5a 或R_t-b5a)放电。如C_t电压低于此阈值，C_t不再放电并且从栅极通过 阻塞T_s如同阻塞的D_s一样断开，R_t使FET的输入电容放电，并且以 此更快地通过线性工作区域(大约600ns)。当栅极电压低于该阈值电 压时，该高值大约持续400ns，在所示的部件规格的情况下漏电流的真 正下降时间大约为100ns，因此满足了快速的要求。

另外在图5a中示出了通过耦合电容C_c-a5a和C_c-b5a的同步去耦合。 如果它足够大，则在电源正极和负极之间的串联作用可以替换滤波电容 C_filter，所以通过同步去耦合则部件数不再增加。在此实施例中由C_tra5a 和C_tra5a所组成的串联电路从半桥电路的中点连到电源的负极。

图5b中为了能够利用npn小信号晶体管T_s(T_s-a5b或T_s-b5b)， 则断开C_t(C_t-a5b或C_t-b5b)的负极引线。该作用也与图5a所示的相同。

图3和图4的电路自然也能够通过pnp晶体管或FET或统一的电 流下降形成或另外进行规划。

另外图5b中由C_tra5b和R_tra5b所组成的串联电路从半桥电路中点 连到C_c5b和W_H5b之间的节点。

图6示出了根据先有技术进行的关断加速系统，它能附加实现在至 今为止的所有实施例中减少在C_t和FET的栅极之间的关断损耗。为此 FET的栅极通过小信号二极管D_s-a6或D_s-b6充电，然而放电是通过pnp 小信号晶体管T_s-a6或T_s-b6实现，该晶体管的基极通过电阻R_b-a6或R_b-b6 与D_s-a6或D_s-b6的阳极相连。高的栅极电压周期和漏电流下降时间可有 效地缩短，并且没有真正地通过FET的线性工作区域。

在图6中另外该灯通过C_c6与电源正极，而谐振电容C_res6与电源 负极相连。

在图7a的实施例中FET T(T_a7a或T_b7a)的栅极通过与R_t (R_t-a7a或R_t-b7a)平行的C_t(C_t-a7a或C_t-b7a)上的电压进行去耦合。 为此，C_t上的电压通过第一个二极管ZD_x(ZD_x-a7a或ZD_x-b7a)，此 处优选由导通方向上的齐纳二极管构成，对一个小的辅助电容C_h (C_h-a7a或C_h-b7a)充电。然而这只是因为ZD_x的反向恢复时间所需求 的。然后该控制电压通过一(相对低欧姆的)限流电阻R_x(R_x-a7a或 R_x-b7a)和另一个二极管D_y(D_y-a7a或D_y-b7a)作用到FET的栅极。 一个pnp小信号晶体管T_y(T_y-a7a或T_y-b7a)和一个npn小信号晶体 管T_x(T_x-a7a或T_x-b7a)构成晶闸管结构，一旦C_t的电压通过ZD_x的 齐纳电压加上T_y的发射极-基极电压低于栅极电压时，该pnp晶体管 的基极导通。

npn晶体管T_x的基极和发射极之间的电阻R_y(R_y-a7a或R_y-b7a) 和首先从pnp晶体管T_y的基极向发射极的另一个二极管D_y通过C_t中的 空载电流引起的急剧电压上升阻止了晶闸管结构的“过头启动”。为了 该晶闸管结构在C_t电压降低较少时不再通过此ZD_x的反向恢复电流启 动，C_h提供了ZD_x的反向恢复电流。如此构成的晶闸管在启动之后直 接进行放电，以及C_t和C_h通过R_x。

该电路在FET的栅极产生近似于方波的电压特性曲线，这是因为 第一个二极管ZD_x起去耦合作用，并且非常快地关断(在上述设计中漏 电流下降时间可达到10ns)。

通过选择具有负温度系数的齐纳二极管工作段可使频率提高并以 此使在高的环境温度时(类似于通过饱和电流互感器控制时的铁氧体选 择)的功率下降。

另外，在图7a中又选择了具有耦合电容C_c-a7a或C_c-b7a的一同步 去耦合并省去C_filter此处C_res7a连在L_res7a和W_L7a的连接点和C_c-a7a、 C_c-b7a和W_H7a的连接点之间，并且滤波电感线圈L_filter7a接在电源的负 极连线上。

一晶体管结构已经包含在Motorola的三管脚模块MDC1000(简 单且经济)中，并且从图7b中可知还能用于减少部件数。模块MDC1000 中的15kΩ内电阻与C_h7b自然构成第二个、不希望的时间常数，它明 显地必然大于C_t7b*R_t7b。

图7c示出了一晶闸管关断装置，然而它没有用于确定C_t和栅极电 压之间电压差别的齐纳二极管，此处的晶闸管结构应该是已启动的。此 处的电压差别相应于去耦合二极管D_y(D_y-a7c或D_y-b7e)的导通电压一因 为C_t(C_t-a7c或C_t-b7c)开始时是以高于栅极大约0.6V被充电的-加上pnp 晶体管T_y(T_y-a7C或T_y-b7b)的发射极-基极电压，晶体管T_y与T_x(T_x-a 7c或T_x-b7c)构成晶闸管结构并且直接对T(T_a7c或T_b7c)的栅极 以及通过限流电阻R_x(R_x-a7c或R_x-b7c)对C_t进行放电。因为此小的 差异R_t(R_t-a7c或R_t-b7c)必须设计成高欧姆。

然而此简化的装置的缺点是不同阈值之间的较大的温度系数和由 部件控制所产生的可能的误差。

另外在图7c中灯丝W_L7c连到电源的负极，而谐振电容C_res7c连到 电容正极。

图7d示出了图7c的电路在使用Motorola的三管脚模块MDC1000 以减少部件数时的情况。此处的模块MDC1000中的15kΩ内电阻作为 放电电阻R_t7d(与串联的但较小的R_x7d共同作用)。R_x7d限制了从 C_t7d到晶闸管的启动的放电电流。

图8中示出了在空载路径上与齐纳二极管ZD_z(ZD_z-a8或ZD_z-b8)串 联的一电阻R₂(R_2-a8或R_2-b8)。为了减小在晶体管导通期间的损耗， 该串联电路最好由另一个二极管跨接。这同样也可以由比ZD_z电压高的 齐纳二极管ZD_t(ZD_t-a8或ZD_t-b8)构成。

C_t的峰值电压可受空载电流(例如启动期间)的大小影响，直到一 个最大值，该值由第二个齐纳二极管Zd_t给出。

另外在图8中L_res8和C_res8的连接顺序-参考负载电流相串联-交 换，并且C_c8连接到半桥电路的中点。

图9中在FEF T_a9或T_b9的源极引线上连接了负反馈电阻R_f-a9或 R_f-b9(此为技术人员所知)。

另外在图9中谐振电感线圈L_res不是连在半桥中点和灯之间，而是 连在电源正极(自然也能连在电源负极)和通过C_c9连在灯的灯丝W_H9 之间。另外一个灯丝W_L9连到半桥电路的中点。灯丝W_H9和W_L9是被 短接的，并且所有与灯并联的电容都包含在C_res9中。

在图10到图14的下列实施例中使用了双极性功率晶体管。

图10示出了没有空载二极管的最简单的实施例，其中空载电流通 过基极电阻R_b(R_b-a10或R_b-b10)流过双极性功率晶体管T(T_a10或 T_b10)的基极-集电极二极管，并且使具有载流子的晶体管浸没，以使 所述晶体管在存储期间内在空载时间结束后仍保持导通。基极电阻R_b 在下面的晶体管T_b10情况时是必需的，因为从DIAC引出的第一个启 动脉冲一般不能存储在T_b10的基极-发射极段。理论上一个定义的慢 的空载二极管(作为寄生功率开关元件)即可满足代替T_a10，该二极 管在导通状态结束后通过还用于一定的反向恢复时间的空载电流保证 导通。然而如此定义的慢的二极管是不可行的。因为上述的通过DIAC 实现的第一可控性，T_b10必须作为晶体管(并且因此作为功率开关元 件)实现。

该简单的电路显露出很大的工作频率的变动(以及功率的变动)， 因为该晶体管的导通周期通过它的存储时间定义并且随部件的变动、温 度以及不同空载状态而较强地变化。因此在发射极上接有一个相当大的 负反馈电阻R_e(R_e-a10或R_e-b10)。以致该电阻与具有非常高的电流 的启动能力不相协调，所以该电阻在该实施例中通过二极管D_e(D_e-a10 或D_e-b10)短接(参见DE3835121Al)。

图11已经示出了图10的基本电路的改进。与由R_b(R_b-a11或 R_b-b11)和T(T_a11或T_b11)的基极-集电极二极管所组成的控制空 载路径相并联地还布置有一个调节空载二极管D_f(D_f-a11或D_f-b11)， 它的导通阈值通过附加的反串联齐纳二极管ZD_f(ZD_f-a11或ZD_f-b11)随 V_ZDF的电压升高。结果使基极-集电极电流在空载期间大约恒定在 V_ZDF∶R_b的水平上(因为T的基极-集电极阈值电压大约相当于空载二 极管的导通电压)。

与上述的实施例相比在图11中不是下面的晶体管T_b11而是上面的 晶体管T_a11由DIAC第一次启动，结果是启动电容C_s11必须与作为参 考电压的半桥电路的中点相连。C_s11由R_s11从电源正级充电，此处并 桥电路的中点通过一个下拉电阻R_pb11向电源负极连接。放电二极管 D_dis11与R_s11并联接到C_s11的阳极。

灯丝W_H11和W_L11通过二极管D_WH11和D_WL11短接，以在每种情 况下只有谐振电流的半波通过C_sec11流到灯丝。接下来就能够使灯的外 接线与一般并不太优化的欧姆灯丝电阻进行匹配。

图12所示出的电路变形改善了工作性能，其中与R_b(R_b-a12或 R_b-b12)串联了一个由控制电感线圈L_t(L_t-a12或L_t-b12)和阻塞电阻 R_p(R_p-a12或R_p-b12)所组成的并联电路。它的作用是在空载状态期间在 L_t中存储控制电流，在空载电流衰减之后在L_t中存储的电流另外存储在 晶体管T(T_a12或T_b12)的基极-发射极段，此存储的控制电流几乎 是线性地下降，最后达到零，并且现在在晶体管的存储时间之内在L_t 内存储一反向清除电流，在存储时间之后具有反向存储控制电流的基极 非常精确地被清除。

这里，晶体管的导通时间不再由它的存储时间单独确定，而较大部 分是通过在L_t内中间存储的控制能量确定。附加地也改善了关断特性。

另外在图12中也省去了滤波电容C_filter，并且滤波电感线圈L_filter 接在Elko之前的电流引线上，这里是接在整流器GLR₁2之前的交流电 流侧。自然L_filter也能接在分段绕阻的两端作为电感线圈，也能作为电 流补偿电感线圈，并且也能与其它的抗干扰器件组合。

图13示出了空载控制的另一个变型。此装置中首先省去了图11中 的由空载二极管和反串联的齐纳二极管所组成的串联电路。并且以此在 T(T_a13或T_b13)的基极-集电极二极管中存储所有的空载电流。然 而为了限制发射极-基极段的电压(L_t(L_t-a13或L_t-b13)中的电流上升与 此电压直接成比例)，在空载状态期间应用了由一小信号二极管D_t (D_t-a13或D_t-b13)和一反串联的齐纳二极管ZD_t(ZD_t-a13或ZD_t-b13) 所组成的串联电路，该齐纳二极管与由T的基极-发射极段和发射极电 阻R_e(R_e-a13或R_e-b13)所组成的串联电路相并联。与图12中的实施 例相比优点是与(快速高压)空载二极管相对应的小信号二极管的较低 价格；缺点是不能在空载电流水平对控制电流进行去耦合。也可以使用 由一个或多个另外的小信号二极管所组成的串联电路替换与小信号二 极管相反串联的齐纳二极管。

为了限制DIAC启动脉冲的幅值，将一个限位电阻R_DIAC13与DIAC 相串联。

与图13相比，图14中的实施例还有一附加的空载二极管D_f(D_f-a 14或D_f-a14)，它接在上面的晶体管T_a14的基极和电源正极之间，并 且接在下面的晶体管T_b14的基极和半桥电路的中点之间。以此至少一 部分空载电流流过该段，并且不再流过晶体管T_a14或T_b14的基极-集 电极二极管，在晶体管的集电极引线上能够接入一部件或一标准组件， 它另外通过其电压降在空载状态期间由接入的空载二极管D_f有利于空 载电流路径的导通。并且在一特别优选的实施例中，此部件与二极管D_c (D_c-a14或D_c-b14)的集电极串联，以使所有的空载电流强制通过接入 的空载二极管。该空载电流通过与R_b-L_t-R_p网络相并联的由齐纳二极管 ZD_t(ZD_t-a14或ZD_t-b14)和小信号二极管D_t(D_t-a14或D_t-b14)所组成的 串联电路的齐纳段产生一电压降，其影响了在L_t(L_t-a14或L_t-b14)中的电 流上升。此在L_t中存储的电流是用于晶体管的唯一的并且明确的控制 源，所以只还是晶体管的正常存储时间(也如同每个饱和电流互感电 路)仍引起一定的偏差。此存储时间和相应的偏差当然另外也能通过T 上的去耦合电路减小。

在所有探讨的双极性变型中，都表现为较小的偏差，但都以较大的 花费为条件。

在图1到图14的实施例中的部件及规格如下表所列。下面的部件 在所有的实施例中是相同的。 Si：         1A 中性载流子 GLR：        DF06M Elko：       4,7μF 350V L_filter：    1,5mH SIEMENS-BC(线圈铁芯) C_filter：    220nF 400V MKT R_s：       1MΩ (图11除外) C_s：       100nF 63V D_dis：      1N4004 DIAC：       DB3N R_limit：     图.1-图.9：      330Ω

         图.10-图.14：    100Ω D_t：        1N4148 T：          FET：SSU1N50    (图.1-图.9)

         bipolar：BUD43B (图.10-.14) R_tra：      22Ω C_tra：      1nF 630V MKP R_pu：       470kΩ PTC：        S1380(175Ω冷电阻) 其他的部件含在下面的附加表中 图.1： R_{t_a}/R_{t_b}：     680Ω C_{t_a}/C_{t_b}：     6,8n F63V MKT ZD_{t_a}/ZD_{t_b}：   BZX 85/C 15       (15V) L_res：           3mH EF16 C_res：           2,2nF 1000V MKP C_c：            47nF 400V MKT C_sec：           10nF 500V MKT C_PTC：                        4,7nF 500V MKT 图2 R_{t_a}2/R_{t_b}2：                470Ω C_{t_a}2/C_{t_b}2：                6,8nF 63V MKT L_{t_a}2/L_{t_b}2：                4,7mH SIEMENS-BC(线圈铁芯) ZD_{t_a}2/ZD_{t_b}2：              BZX85/C 15       (15V) L_res2：                       3mH EF16 C_res2：                       2,2nF 1000V MKP C_c2：                         47nF 400V MKT C_sec2：                       10nF 500V MKT C_PTC2：                       4,7nF 500V MKT 图3 R_{ct_a}3/R_{ct_b}3：                22Ω C_{t_a}3/C_{t_b}3：                 6,8nF 63V MKT R_{sa_a}3/R_{sa_b}3：                10kΩ D_{s_a1}3/D_{s_a2}3/D_{s_b1}3/D_{s_b2}3： 1N4148 T_{s_a}3/T_{s_b}3：                 BC546B R_{1_a}3/R_{1_b}3：                 43Ω ZD_{t_a}3/ZD_{t_b}3：               BZX 85/C 15       (15V) L_res3：                        3mH EF16 C_res3：                        2,7nF 1000V MKP C_c3：                         47nF 400V MKT C_sec3：                        2,7nF 1000V MKP 图4 C_{t_a}4/C_{t_b}4：                 1,5nF 63V MKT R_{tz_a}4/R_{tz_b}4：                10kΩ ZD_{d_a}4/ZD_{d_b}4：               BZX 55/C 6V8    (6,8V) R_{zb_a}4/R_{zb_b}4：                10kΩ R_{t_a}4/R_{t_b}4：                 4,7kΩ R_{t2_a}4/R_{t2_b}4：                220Ω T_{t_a}4/T_{t_b}4/T_{t2_a}4/T_{t2_b}4：  BC546B ZD_{t_a}4/ZD_{t_b}4：               BZX 85/C15       (15V) L_res4：                        3mH EF16 C_c4：              47nF 400V MKT C_res4：             6,8nF 1000V MKP 图5a： D_{s_a}5a/D_{s_b}5a：    1N4148 C_{t_a}5a/C_{t_b}5a：    15nF 63V MKT R_{bz_a}5a/R_{bz_b}5a：   10kΩ T_{s_a}5a/T_{s_b}5a：    BC556B ZD_{d_a}5a/ZD_{d_b}5a：  BZX 55/C 8V2    (8,2V) R_{d_a}5a/R_{d_b}5a：    3,3kΩ R_{t_a}5a/R_{t_b}5a：    680Ω ZD_{t_a}5a/ZD_{t_b}5a：  BZX 85/C 15       (15V) L_res5a：            3mH EF16 C_{c_a}5a/C_{c_b}5a：    100nF 250V MKT C_res5a：            6,8nF 1000V MKP 图5b： D_{s_a}5b/D_{s_b}5b：    1N4148 C_{t_a}5b/C_{t_b}5b：    15nF 63V MKT R_{bz_a}5b/R_{bz_b}5b：   10kΩ T_{s_a}5b/T_{s_b}5b：    BC546B ZD_{d_a}5b/ZD_{d_b}5b：  BZX 55/C 8V2     (8,2V) R_{d_a}5b/R_{d_b}5b：    3,3kΩ R_{t_a}5b/R_{t_b}5b：    620Ω ZD_{t_a}5b/ZD_{t_b}5b：  BZX 85/C 15       (15V) L_res5b：            3mH EF16 C_{c_a}5b/C_{c_b}5b：    100nF 250V MKT C_res5b：            6,8nF 1000V MKP 图6： C_{t_a}6/C_{t_b}6：      6,8nF 63V MKT R_{t_a}6/R_{t_b}6：      680Ω D_{s_a}6/D_{s_b}6：      1N4148 R_{b_a}6/R_{b_b}6：      10kΩ T_{s_a}6/T_{s_b}6：      BC556B ZD_{t_a}6/ZD_{t_b}6：    BZX 85/C 15       (15V) L_res6：             3mH EF16 C_c6：              47nF 400V MKT C_res6：             2,2nF 1000V MKP C_rec6：             10nF 500V MKT C_PTC6：             3,3nF 500V MKT 图7a： C_{t_a}7a/C_{t_b}7a：    4,7nF 63V MKT R_{t_a}7a/R_{t_b}7a：    3,6kΩ ZD_{x_a}7a/ZD_{x_b}7a：  BZX 55/C 3V6    (3,6V) C_{h_a}7a/C_{h_b}7a：    1nF 63V MKT R_{x_a}7a/R_{x_b}7a：    100Ω D_{y_a}7a/D_{y_b}7a：    1N4148 T_{y_a}7a/T_{y_b}7a：    BC556B T_{x_a}7a/T_{x_b}7a：    BC546B R_{y_a}7a/R_{y_b}7a：    5,1kΩ ZD_{t_a}7a/ZD_{t_b}7a：  BZX 85/C12       (12V) L_res7a：            3mH EF16 C_{c_a}7a/C_{c_b}7a：    100nF 250V MKT C_res7a：            6,8nF 1000V MKP C_sec7a：            6,8nF 500V MKT C_PTC7a：            3,3nF 500V MKT 图7b： C_t7b：             4,7nF 63V MKT R_t7b：             4,7kΩ ZD_x7b：            BZX55/C 3V6    (3,6V) C_h7b：             1nF 63VMKT R_x7b：             100Ω MDC1000(Motorola) ZD_t7b：            BZX 85/C 12      (12V) 图7c： C_{t_a}7c/C_{t_b}7c：    6,8nF 63V MKT R_{t_a}7c/R_{t_b}7c：    15kΩ R_{x_a}7c/R_{x_b}7c：    100Ω D_{y_a}7c/D_{y_b}7c：  1N4148 T_{y_a}7c/T_{y_b}7c：  BC556B T_{x_a}7c/T_{x_b}7c：  BC546B R_{y_a}7c/R_{y_b}7c：  5,1kΩ ZD_{t_a}7c/ZD_{t_b}7c：BZX 85/C 12    (12V) L_res7c：          3mH EF16 C_{c_a}7c/C_{c_b}7c：  100nF 250V MKT C_res7c：          6,8nF 1000V MKP C_sec7c：          6,8nF 500V MKT 图7d： C_t7d：           4,7nF 63V MKT (R_t7d：          15kΩ-在MDC1000中) R_x7d：           100Ω MDC1000(Motorola) ZD7d：            BZX85/C12       (12V) 图8： R_{t_a}8/R_{t_b}8：    680Ω C_{t_a}8/C_{t_b}8：    6,8nF 63V MKT ZD_{z_a}8/ZD_{z_b}8：  BZX 85/C 12     (12V) R_{z_a}8/R_{z_b}8：    10Ω ZD_{t_a}8/ZD_{t_b}8：  BZX 85/C 15     (15V) L_res8：           3mH EF16 C_res8：           3,3nF 1000V MKP C_c8：            47nF 400V MKT C_sec8：           3,3nF 1000V MKP 图9： R_{t_a}9/R_{t_b}9：    680Ω C_{t_a}9/C_{t_b}9：    6,8nF 63V MKT R_{f_a}9/R_{f_b}9：    3,3Ω ZD_{t_a}9/ZD_{t_b}9：  BZX 85/C 15     (15V) L_res9：           3mH EF16 C_res9：           6,8nF 1000V MKP C_c9：            47nF 400V MKT 图10： R_{b_a}10/R_{b_b}10：   33Ω R_{e_a}10/R_{e_b}10：   3,3Ω D_{e_a}10/D_{e_b}10：   BA157GP L_res10：           2,5mH EF16 C_res10：           6,8nF 1000V MKP C_c10：            47nF 400V MKT C_rec10：           3,3nF 1000V MKP 图11： R_s11：             680kΩ R_pd11：            330kΩ R_{b_a}11/R_{b_b}11：    33Ω R_{e_a}11/R_{e_b}11：    3,3Ω D_{e_a}11/D_{e_b}11：    BA157GP D_{f_a}11/D_{f_b}11：    BA157GP ZD_{f_a}11/ZD_{f_b}11：  BZX 55/C 5V1    (5,1V) L_res11：            2,5mH EF16 C_c11：             47nF 400V MKT D_WH11/D_WL11：      BA157GP C_sec11：            10nF 1000V MKP 图12： L_filier12：          2,2mH SIEMENS-LBC(大的线圈铁芯) R_{b_a}12/R_{b_b}12：    22Ω L_{t_a}12/L_{t_b}12：    100μH SIEMENS-BC(线圈铁芯) R_{p_a}12/R_{p_b}12：    330Ω R_{e_a}12/R_{e_b}12：    2,2Ω D_{f_a}12/D_{f_b}12：    BA157GP ZD_{f_a}12/ZD_{f_b}12：  BZX 55/C5V1    (5,1V) L_res12：            3,5mH EF16 C_c12：             47nF 400V MKT C_sec12：            10nF 1000V MKP 图13： R_DIAC13：           22Ω R_{b_a}13/R_{b_b}13：    22Ω L_{t_a}13/L_{t_b}13：    220μH SIEMENS-BC(线圈铁芯) R_{p_a}13/R_{p_b}13：    220Ω R_{e_a}13/R_{e_b}13：    4,3Ω D_{t_a}13/D_{t_b}13：    1N4148 ZD_{t_a}13/ZD_{t_b}13：  BZX 55/C 4V3  (4,3V) L_res13：            3,5mH EF16 C_c13：             47nF 400V MKT C_sec13：            10nF 1000V MKP 图14： R_{b_a}14/R_{b_b}14：    22Ω L_{t_a}14/L_{t_b}14：    100μH SIEMENS-BC(线圈铁芯) R_{p_a}14/R_{p_b}14：    330Ω R_{e_a}14/R_{e_b}14：    2,2Ω D_{f_a}14/D_{f_b}14：    BA157GP D_{t_a}14/D_{t_b}14：    1N4148 ZD_{t_a}14/ZD_{t_b}14：  BZX 55/C6V8  (6,8V) D_{c_a}14/D_{c_b}14：    BA157GP L_res14：            3,5mH EF16 C_c14：             47nF 400VMKT C_sec14：            10nF 1000V MKP 用于T_a和T_b的控制部件的规格并不强制要求相同，然而在此应用 中，50％的占空因数是有利的，为此对T_a和T_b选择相同的控制设计。