带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比LDO电路及算法的制作方法

带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路及算法
技术领域
1.本发明属于稳压器技术领域，特别涉及一种带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路及算法。

背景技术：

2.低压差线性稳压器具有输出噪声小、电路结构简单、占用芯片面积小和电压纹波小等优点，已成为电源管理芯片中的一类重要电路。尤其是在移动设备中，低压差线性稳压器超低的静态功耗更显优势。超低的静态功耗可以延长电池的使用时间和寿命等。所以低功耗设计也成为低压差线性稳压器设计中的一个重点指标。然而低的静态电流会影响低压差线性稳压器的其他参数指标，如：负载瞬态响应、电源抑制比(psrr)、输出噪声等。
3.其中，低静态功耗和电源抑制比(psrr)是线性稳压器的关键性能指标。而电源抑制比往往取决于带隙基准的精度和线性稳压器误差放大器回路的开环增益。通常情况下，线性稳压器为了获得较高的电源抑制比，就采用较大的误差放大器开环增益，或者是增大输出端的耦合电容。采用较大的误差放大器开环增益，如多级运算放大器，不仅会增加芯片的功耗和面积，也会给电路设计带来较大的挑战。而增大输出端耦合电容的方式，又会增大芯片的面积，增大生产成本，与此同时，这样的做法会导致线性稳压器的带宽降低，因此在中高频段并不能获得较高的电源抑制比。
4.随着用户对电源纹波抑制能力的要求的提高，低功耗、高电源抑制比线性稳压器要求其在100khz时仍具有60db的良好电源抑制比。这对于低功耗电路设计来说也是一个挑战，因为电路的静态电流低的话，整个系统的带宽将降低，从而高频段的电源抑制比也将受限制。
5.在低功耗、低成本的要求，采用常规的误差放大器的ldo电源抑制比曲线图如图3的曲线一所示，在比较低的频率点以20db/10dec的速率减小，在开环增益和带宽这对矛盾点的制约下的ldo电路在高频段的电源抑制比表现不理想。
6.根据相关理论表明，误差放大器的带宽与输入对管的gm值成正比，而gm随着流过输入对管的电流增大而增大，可以通过利用负载电流采样反馈技术，在不增加静态功耗的情况下，给误差放大器注入一个动态偏置电流，在ldo带载的情况下动态增大输入对管的gm，但是目前的设计方式是直接把采样的偏置电流注入误差放大器的偏置电路，这样的动态电流的注入方式，虽然增加了输入对管的偏置电流从而部分提高了差动输入对管的gm，拓宽了误差放大器的带宽，但同时也增加了流过负载电路的偏置电流，也相应明显降低了误差放大器的输出电阻，根据误差放大器的增益公式av＝gm*rout，误差放大器的增益也相应的降低了，从而导致ldo的电源抑制比在低频的时候下降，如图3的曲线二所示，与图3曲线一对比可发现：虽然由于带宽的加大使得在高频段的电源抑制比有提升，但是由于直流增益的下降导致中低频的电源抑制比也有了明显的下降，这种设计方式对电源抑制比的提升效果并不突出。

技术实现要素：

7.为了解决低压差线性稳压器低功耗、高电源抑制比的指标，本发明的目的是提供一种通过采样负载电流反馈至误差放大器中的偏置电路，采用新型的偏置电流分配电路，在提高中高频误差放大器的增益同时，也增加了误差放大器带宽的带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路及算法。本发明的另一目的是提供一种通过采样输出电流，把采样到的电流反馈回误差放大器，采用新型的偏置电流分配电路与误差放大器的固定偏置电流叠加，增大误差放大器的带宽，改善误差放大器高频段增益、保持低成本的同时，实现了高频段的高电源抑制比的电源抑制比的带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路及算法。本发明的再一目的是提供一种通过采样输出电流对误差放大器进行高效率动态偏置，提高高频段的电源抑制比，同时保持空载情况下的超低功耗，实现超低静态功耗、高电源抑制比的低压差线性稳压器的带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路及算法。
8.本发明的技术解决方案是所述带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路，其特殊之处在于，包括：带动态电流偏置的误差放大器、调整管mp、电阻反馈电路、基准电路、输出电流动态采样电路：所述输出电流动态采样电路连接误差放大器动态偏置输入端；所述误差放大器的反相输入与基准电压源vref连接，所述误差放大器的输出端与所述调整管mp以及采样管ms的控制端连接，所述调整管mp通过所述电阻反馈电路连接所述误差放大器的正相输入端；所述调整管的输入端连接供电电源，所述调整管mp和所述电阻反馈电路的公共端作为低压差线性稳压器电路的输出端；所述误差放大器将所述电阻反馈电路输出的反馈电压v
fb
与基准电压v
ref
进行比较产生误差信号，通过对所述误差信号进行放大对所述调整管mp进行调节；通过采样负载电流反馈至误差放大器中的偏置电流，采用所述偏置电流分配电路，在提高中高频误差放大器的增益同时，也增加了误差放大器的带宽。
9.作为优选：所述输出电流动态采样电路，包括第一晶体管m1、第二晶体管m2、第十八体管ms；所述第十八体管ms的输入端连接供电电源，所述第十八体管ms的输出端连接第一晶体管m1输出端以及第一晶体管m1和第二晶体管m2的控制端，所述第二晶体管m2输出端连接误差放大器动态偏置输入端，所述第一晶体管m1和第二晶体管m2的输入端连接接地端。
10.作为优选：所述误差放大器包括：第三晶体管m3、第四晶体管m4、第五晶体管m5、第六晶体管m6、第七晶体管m7、第八晶体管m8、第九晶体管m9、第十晶体管m
10
、第十一晶体管m
11
、第十二晶体管m
12
、第十三晶体管m
13
、第十四晶体管m
14
、第十五晶体管m
15
、第十六晶体管m
16
和第十七晶体管m
17
；所述第五晶体管m5的输入端连接所述供电电源，所述第五晶体管m5的控制端连接第四偏置电压v
b4
，所述第五晶体管m5的输出端分别连接所述第六晶体管m6的输入端和所述第七晶体管m7的输入端；所述第六晶体管m6的控制端作为误差放大器的正相输入端连接所述反馈电路，第七晶体管m7的控制端作为所述误差放大器的反相输入端连接所述基准电压源vref；所述第十六晶体管m
16
的输入端和所述第十七晶体管m
17
的输入端均连接所述供电电源，所述第十六晶体管m
16
的输出端以及控制端和所述第十七晶体管m
17
的控制端连接；所述第十四晶体管m
14
的输入端连接所述第十六晶体管m
16
的输出端，所述第十四晶体管m
14
的控制端连接和所述第十五晶体管m
15
的控制端且两个控制端的公共端连接第一偏置电压v
b1
，所述第十五晶体管m
15
的输入端连接所述第十七晶体管m
17
的输出端；所述第十二晶体管m
12
的输入端连接所述第十四晶体管m
14
的输出端，所述第十二晶体管m
12
的控制端
连接所述第十三晶体管m
13
的控制端且两个控制端的公共端连接第二偏置电压v
b2
，所述第十三晶体管m
13
的输入端连接所述第十五晶体管m
15
的输出端，其中，所述第十三晶体管m
13
和所述第十五晶体管m
15
的公共端作为所述误差放大器的输出端；所述第十晶体管m
10
的输入端连接所述第十二晶体管m
12
的输出端，且所述第十晶体管m
10
的输入端连接所述第六晶体管m6的输出端，所述第十晶体管m
10
的输出端连接接地端，所述第十晶体管m
10
的控制端连接所述第十一晶体管m
11
的控制端且两个控制端的公共端连接第三偏置电压v
b3
，所述第十一晶体管m
11
的输入端连接所述第十三晶体管m
13
的输出端，且所述第十三晶体管m
13
的输入端连接所述第七晶体管m7的输出端，所述第十三晶体管m
13
的输出端连接接地端；所述第三晶体管m3的输入端和所述第四晶体管m4的输入端均连接所述供电电源，所述第三晶体管m3的输出端连接所述第二晶体管m2输出端，所述第三晶体管m3的控制端连接所述第四晶体管m4的控制端且两个控制端的公共端连接所述第二晶体管m2输出端，所述第四晶体管m4的输出端连接分别连接所述第六晶体管m6的输入端和所述第七晶体管m7的输入端；所述第八晶体管m8的输入端和所述第九晶体管m9的输入端均连接所述接地端，所述第八晶体管m8控制端连接所述第九晶体管m9控制端且两个控制端的公共端连接所述第十八晶体管ms输出端，所述第八晶体管m8的输入端连接所述第十二晶体管m
12
的输出端，所述第九晶体管m9的输入端连接所述第十三晶体管m
13
的输出端。
11.作为优选：所述第三晶体管m3、所述第四晶体管m4、所述第五晶体管m5、所述第六晶体管m6、所述第七晶体管m7、所述第十二晶体管m
12
、所述第十三晶体管m
13
、所述第十四晶体管m
14
、所述第十五晶体管m
15
、所述第十六晶体管m
16
和所述第十三晶体管m
13
为pmos管；所述第八晶体管m8、所述第九晶体管m9、所述第十晶体管m
10
和所述第十一晶体管m
11
为nmos管。
12.作为优选：所述电阻反馈电路包括：第一电阻r1和第二电阻r2；所述第一电阻r1的一端连接所述调整管mp的输出端，所述第一电阻r1的另一端通过所述第二电阻r2连接接地端，所述第一电阻r1和所述第二电阻r2的公共端作为反馈电阻的输出端连接所述误差放大器的正相输入端。
13.本发明的另一技术解决方案是所述带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比的算法，其特殊之处在于，包括：
14.增大ldo的环路增益以提高ldo的电源噪声抑制特性：
[0015][0016]
式中，a
ea
是误差放大器的增益，β为反馈电路反馈系数，a
pow
为功率级的增益，psr
ea
和psr
pow
分别为误差放大器和功率级单独存在的电源抑制比，由该公式可知，增加误差放大器的增益，即可提高ldo的电源噪声抑制特性；
[0017]
而要提高ldo在中高频的电源噪声抑制特性，则通过提高误差放大器的中高频段的增益来达成，对于误差放大器来说：
[0018]aea
＝gm*r
out
ꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0019][0020][0021]rout
≈g
m15rm15rm17
||g
m13rm13
(r
m7
||r
m11
)
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0022][0023]
式中，gm表示误差放大器输入管的跨导，r
m15
、r
m17
、r
m13
、r
m7
、r
m11
分别为误差放大器套筒结构中第十五晶体管m
10
、第十七晶体管m
17
、第十三晶体管m
13
、第七晶体管m7、第十一晶体管m
11
的输出电阻，g
m15
、g
m13
分别是第十三晶体管m
13
和第十五晶体管m
15
的跨导，r
out
表示误差放大器的输出电阻，gbw
ea
为误差放大器的增益带宽积，c
pow
为误差放大器输出级的负载电容，id是流过输入管的漏源电流；
[0024]
由上述公式可知：误差放大器的带宽与输入对管的gm值成正比，而gm随着流过输入对的电流id增大而增大，利用负载电流采样反馈技术的动态电流偏置电路，直接把采样的偏置电流注入误差放大器的偏置电路，动态电流被按照原误差放大器设计的固定偏置电流分配比例分别分配给差动输入对管和套筒结构中：
[0025]
其中未注入动态偏置电流的情况：
[0026]
注入动态偏置电流的情况：
[0027][0028]
随着的注入，流过差动输入对管的偏置电流id的增大，提高了差动输入对管的gm，相应也拓宽了误差放大器的带宽，但随着i
′2的注入也相应明显降低了套筒结构中各晶体管输出电阻ro，也相应降低了误差放大器的输出电阻r
out
，根据公式(2)，误差放大器的增益也相应的降低了，从而导致ldo的电源抑制比在低频的时候下降。
[0029]
作为优选：为进一步地提高ldo的电源抑制比，m4为放大器输入对管的提供动态偏置电流i
b1
，m7和m8为共源共栅电路提供动态偏置电流i
b2
和i
b3
，其中动态偏置电流：
[0030]
未注入动态偏置电流的情况：
[0031][0032]
注入动态偏置电流的情况：
[0033][0034][0035]
设计则i
′2＝0
[0036]
由于i
′1和i
′2的值为零，流过第十二晶体管m
12
、第十三晶体管m
13
、第十四晶体管m
14
、第十五晶体管m
15
、第十六晶体管m
16
、第十七晶体管m
17
的电流跟未加入动态偏置电流相同，根据公式(4)和公式(6)，g
m15
、g
m13
、r
m15
、r
m17
、r
m13
的值都也跟未注入动态偏置电流前相同，根据公式(5)则误差放大器的输出电阻不会因为动态偏置电流的加入而明显降低，而注入动态偏置电流全部注入到差动输入对管中，显著提升输入对管的gm，根据公式(2)和公式(3)，该注入方式将误差放大器提升开环增益和拓宽带宽，同样随着误差放大器的增益a
ea
的提高，根据公式(1)即ldo的电源抑制比明显提升
[0037]
与现有技术相比，本发明的有益效果：
[0038]
(1)本发明利用负载电流采样反馈技术，通过新型的动态偏置电路调制模块来有针对性增加误差放大器的部分关键模块的偏置电流，在显著提高误差放大器的跨导gm的同
时，减缓误差放大器输出电阻的阻值变化，提高了中高频的增益，进而增大环路带宽，使得ldo环路在高频处的电源抑制比依然较大，而中低频的电源抑制比没有受到新加入的动态电流影响，依然保持一个比较高的水平。由上述可知：本发明的低功耗高电源抑制比的ldo电路，在保持低成本的同时，实现了高频段的高电源抑制比。
[0039]
(2)本发明通过采样输出电流对误差放大器进行高效率动态电流偏置，维持了误差放大器的高增益特性同时拓宽误差放大器的带宽，从而提高ldo高频段的电源抑制比，同时保持空载情况下的超低功耗。
[0040]
(3)本发明通过采样输出电流，把采样到的电流反馈回误差放大器，采用新型的偏置电流分配电路与误差放大器的固定偏置电流叠加，增大误差放大器的带宽，改善误差放大器高频段的电源抑制比。
[0041]
(4)采用本发明的采样电路和动态偏置调整误差放大器的ldo电源抑制比如图4曲线二的虚线所示。与图4曲线一(采用无动态偏置调整的误差放大器的ldo电源抑制比曲线图)对比可发现：在中高频段的电源抑制比有比较大的提升，而中低频的电源抑制比也保持了一个比较高的水平。
附图说明
[0042]
图1是本发明的低功耗高电源抑制比的低压差线性稳压器框图；
[0043]
图2是本发明带动态采样电流偏置电路误差放大器的框图；
[0044]
图3是加入常规动态偏置误差放大器与带常规误差放大器的ldo的电源抑制比对比图；
[0045]
图4是本发明加入新型动态偏置误差放大器ldo与带常规误差放大器的ldo的电源抑制比对比图。
具体实施方式
[0046]
本发明下面将结合附图作进一步详述：
[0047]
请参阅图1所示，本发明所述低压差线性稳压器电路，包括：基准电路、带动态电流偏置的误差放大器、调整管mp、输出电流采样电路和反馈电路。其中：
[0048]
误差放大器的反相输入端与基准电压源vref连接，误差放大器的输出端与调整管mp的控制端连接，调整管mp的输出端通过反馈电路连接误差放大器的正相输入端,输出电流采样电路的输入端与误差放大器的输出端连接，输出电流采样电路输出端与误差放大器的动态电流输入端连接；
[0049]
由于误差放大器的作用是将反馈电压与基准电压vref进行比较产生误差信号，通过对所述误差信号进行放大对调整管mp进行调节，最终使整个电路的输出电压稳定，因此，误差放大器的性能优劣直接影响到整个电路的各项性能参数，如电源抑制比、负载调整率、线性调整率等。为达到在较宽频带有高电源抑制比，通常要求误差放大器在较宽的频带具有较高的增益，因此，误差放大器一般采用折叠式共源共栅放大器或者两级运放结构。因两级运放会产生两个极点，需另外设计补偿电路产生一个零点抵消一个极点，这无疑增加了整个电路补偿网络的设计难度，而折叠式共源共栅放大器是单级运放可以减小补偿难度，折叠式共源共栅放大器还可提供较大的增益和较大的环路带宽。因此，本发明采用以折叠
式共源共栅放大器基础的带动态电流偏置误差放大器。
[0050]
请参阅图2所示，本发明实施例提供的带动态电流偏置误差放大器包括：第三开关管m3、第四开关管m4、第五开关管m5、第六开关管m6、第七开关管m7、第八开关管m8、第九开关管m9、第十开关管m
10
、第十一开关管m
11
、第十二开关管m
12
、第十三开关管m
13
、第十四开关管m
14
、第十五开关管m
15
、第十六开关管m
16
和第十七开关管m
17
；
[0051]
其中：所述第五晶体管m5的输入端连接所述供电电源vdd，所述第五晶体管m5的控制端连接第四偏置电压m4，所述第五晶体管m5的输出端分别连接所述第六晶体管m6的输入端和所述第七晶体管m7的输入端；
[0052]
所述第六晶体管m6的控制端作为误差放大器的正相输入端连接所述反馈电路(反馈电源v
fb
)，所述、第七晶体管m7的控制端作为所述误差放大器的反相输入端连接所述基准电压源v
ref
；
[0053]
所述第十六晶体管m
16
的输入端和所述第十七晶体管m
17
的输入端均连接所述供电电源v
dd
，所述第十六晶体管m
16
的输出端以及控制端和所述第十七晶体管m
17
的控制端连接；
[0054]
所述第十四晶体管m
14
的输入端连接所述第十六晶体管m
16
的输出端，所述第十四晶体管m
14
的控制端连接和所述第十五晶体管m
15
的控制端且两个控制端的公共端连接第一偏置电压，所述第十五晶体管m
15
的输入端连接所述第十七晶体管m
17
的输出端；
[0055]
所述第十二晶体管m
12
的输入端连接所述第十四晶体管m
14
的输出端，所述第十二晶体管m
12
的控制端连接所述第十三晶体管m
13
的控制端且两个控制端的公共端连接第二偏置电压，所述第十三晶体管m
13
的输入端连接所述第十五晶体管m
15
的输出端，其中，所述第十三晶体管m
13
和所述第十五晶体管m
15
的公共端作为所述误差放大器的输出端；
[0056]
所述第十晶体管m
10
的输入端连接所述第十二晶体管m
12
的输出端，且所述第十晶体管m
10
的输入端连接所述第六晶体管m6的输出端，所述第十晶体管m
10
的输出端连接接地端gnd，所述第十晶体管m
10
的控制端连接所述第十一晶体管m
11
的控制端且两个控制端的公共端连接第三偏置电压，所述第十一晶体管m
11
的输入端连接所述第十三晶体管m
13
的输出端，且所述第十三晶体管m
13
的输入端连接所述第七晶体管m7的输出端，所述第十三晶体管m
13
的输出端连接接地端gnd；
[0057]
所述第三晶体管m3的输入端和所述第四晶体管m4的输入端均连接所述供电电源v
dd
，所述第三晶体管m3的输出端连接所述第二晶体管m2输出端，所述第三晶体管m3的控制端连接所述第四晶体管m4的控制端且两个控制端的公共端连接所述第二晶体管m2输出端，所述第四晶体管m4的输出端连接分别连接所述第六晶体管m6的输入端和所述第七晶体管m7的输入端；
[0058]
所述第八晶体管m8的输入端和所述第九晶体管m9的输入端均连接所述接地端，所述第八晶体管m8控制端连接所述第九晶体管m9控制端且两个控制端的公共端连接所述第十八晶体管ms输出端，所述第八晶体管m8的输入端连接所述第十二晶体管m
12
的输出端，所述第九晶体管m9的输入端连接所述第十三晶体管m
13
的输出端；
[0059]
需要说明的是，误差放大器中，所述第三晶体管、所述第四晶体管、所述第五晶体管、所述第六晶体管、所述第七晶体管、所述第十二晶体管、所述第十三晶体管、、所述第十四晶体管、所述第十五晶体管、所述第十六晶体管和所述第十三晶体管为pmos管；
[0060]
所述第八晶体管、所述第九晶体管、所述第十晶体管和所述第十一晶体管为nmos
管。
[0061]
从图中可以看出，误差放大器的输入对管为pmos管，从而可使误差放大器在输入较低电压时仍能正常工作，套筒结构中有三个偏置电压为运放提供直流偏置点。
[0062]
为进一步说明本发明提供的低压差线性稳压器电路能够使电源抑制比有比较明显的提高，下面对带动态电流偏置的误差放大器做分析和计算，根据相关理论，增大ldo的环路增益有利于提高ldo的电源噪声抑制特性：
[0063][0064]
其中，a
ea
是误差放大器的增益，β为反馈电路反馈系数，a
pow
为功率级的增益，psr
ea
和psr
pow
分别为误差放大器和功率级单独存在的电源抑制比，从上述公式可以看出，增加误差放大器的增益，可提高ldo的电源噪声抑制特性。
[0065]
由此也可得知，要提高ldo在中高频的电源噪声抑制特性，可以通过提高误差放大器的中高频段的增益来达成，对于误差放大器来说：
[0066]aea
＝gm*r
out
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0067][0068][0069]rout
≈g
m15rm15rm17
||g
m13rm13
(r
m7
||r
m11
)
ꢀꢀꢀ
(5)
[0070][0071]
式中，gm表示误差放大器输入管的跨导，r
m15
、r
m17
、r
m13
、r
m7
、r
m11
分别为误差放大器的套筒结构中第十五晶体管，第十七晶体管，第十三晶体管，第七晶体管，第十一晶体管的输出电阻，g
m15
、g
m13
分别是第十三晶体管和第十五晶体管的跨导，r
out
表示误差放大器的输出电阻，gbw
ea
为误差放大器的增益带宽积，c
pow
为误差放大器输出级的负载电容，id是流过输入管的漏源电流；
[0072]
从上述公式可知：误差放大器的带宽与输入对管的gm值成正比，而gm随着流过输入对的电流id增大而增大，如果利用负载电流采样反馈技术的动态电流偏置电路，直接把采样的偏置电流注入误差放大器的偏置电路，动态电流被按照原误差放大器设计的固定偏置电流的分配比例分别分配给差动输入对管和套筒结构中：
[0073]
其中未注入动态偏置电流的情况：
[0074]
注入动态偏置电流的情况：
[0075][0076]
随着的注入，流过差动输入对管的偏置电流id的增大，提高了差动输入对管的gm，相应也拓宽了误差放大器的带宽，但随着i
′2的注入也相应明显降低了套筒结构中各晶体管输出电阻ro，也相应降低了误差放大器的输出电阻r
out
，根据公式二，误差放大器的增益也相应的降低了，从而导致ldo的电源抑制比在低频的时候下降，如图3所示，曲线一为未加动态偏置电路的ldo电源抑制比曲线，曲线二为加了动态偏置电路的ldo电源抑制比曲线，对比可发现：虽然由于gm随偏置电流的增大，使得在高频段的ldo电源抑制比有提升，但
是由于随着偏置电路的增大而误差放大器的r
out
变小了，a
ea
也跟着下降，导致中低频的电源抑制比也有了明显的下降，不符合我们的设计目标。
[0077]
为了更为合理的拓宽误差放大器的带宽，提升误差放大器中高频的开环增益，进一步地提高ldo的电源抑制比，本发明在误差放大器中采用了新型动态采样电流偏置电路模块，如图2所示。其中isense为采样电流，m1和m2、m3和m4分别组成电流镜，m4为放大器输入对管的提供动态偏置电流i
b1
，m7和m8为共源共栅电路提供动态偏置电流i
b2
和i
b3
，其中动态偏置电流：
[0078]
其中未注入动态偏置电流的情况：
[0079][0080]
注入动态偏置电流的情况：
[0081][0082][0083]
设计则i
′2＝0
[0084]
由于i
′1和i
′2的值为零，流过第十二晶体管、第十三晶体管、第十四晶体管、第十五晶体管、第十六晶体管、第十七晶体管的电流跟未加入动态偏置电流的情况一样，根据公式四和公式六，g
m15
、g
m13
、r
m15
、r
m17
、r
m13
的值都也跟未注入动态偏置电流前是一样，根据公式五则误差放大器的输出电阻不会因为动态偏置电流的加入而明显降低，而注入动态偏置电流全部注入到差动输入对管中，能更显著的提升输入对管的gm，根据公式二和公式三，该注入方式将会大大误差放大器的提升了开环增益和拓宽带宽，同样随着误差放大器的增益a
ea
的提高，根据公式(1)该方式也就能让ldo的电源抑制比有了比较明显的提升，采用本发明实例中的采样电路和动态偏置调整误差放大器的ldo电源抑制比如图4曲线二的虚线所示。与图4曲线一(采用无动态偏置调整的误差放大器的ldo电源抑制比曲线图)对比可发现：在中高频段的电源抑制比有比较大的提升，而中低频的电源抑制比也保持了一个比较高的水平。
[0085]
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明权利要求的涵盖范围。

技术特征：

1.一种带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路，其特征在于，包括：带动态电流偏置的误差放大器、调整管mp、电阻反馈电路、基准电路、输出电流动态采样电路：所述输出电流动态采样电路连接误差放大器动态偏置输入端；所述误差放大器的反相输入与基准电压源vref连接，所述误差放大器的输出端与所述调整管mp以及采样管ms的控制端连接，所述调整管mp通过所述电阻反馈电路连接所述误差放大器的正相输入端；所述调整管的输入端连接供电电源，所述调整管mp和所述电阻反馈电路的公共端作为低压差线性稳压器电路的输出端；所述误差放大器将所述电阻反馈电路输出的反馈电压v
fb
与基准电压v
ref
进行比较产生误差信号，通过对所述误差信号进行放大对所述调整管mp进行调节；通过采样负载电流反馈至误差放大器中的偏置电流，采用所述偏置电流分配电路，在提高中高频误差放大器的增益同时，也增加了误差放大器的带宽。2.根据权利要求1所述带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路，其特征在于，所述输出电流动态采样电路，包括第一晶体管m1、第二晶体管m2、第十八体管m
s
；所述第十八体管m
s
的输入端连接供电电源，所述第十八体管m
s
的输出端连接第一晶体管m1输出端以及第一晶体管m1和第二晶体管m2的控制端，所述第二晶体管m2输出端连接误差放大器动态偏置输入端，所述第一晶体管m1和第二晶体管m2的输入端连接接地端。3.根据权利要求1所述带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路，其特征在于，所述误差放大器包括：第三晶体管m3、第四晶体管m4、第五晶体管m5、第六晶体管m6、第七晶体管m7、第八晶体管m8、第九晶体管m9、第十晶体管m
10
、第十一晶体管m
11
、第十二晶体管m
12
、第十三晶体管m
13
、第十四晶体管m
14
、第十五晶体管m
15
、第十六晶体管m
16
和第十七晶体管m
17
；所述第五晶体管m5的输入端连接所述供电电源，所述第五晶体管m5的控制端连接第四偏置电压v
b4
，所述第五晶体管m5的输出端分别连接所述第六晶体管m6的输入端和所述第七晶体管m7的输入端；所述第六晶体管m6的控制端作为误差放大器的正相输入端连接所述反馈电路，第七晶体管m7的控制端作为所述误差放大器的反相输入端连接所述基准电压源vref；所述第十六晶体管m
16
的输入端和所述第十七晶体管m
17
的输入端均连接所述供电电源，所述第十六晶体管m
16
的输出端以及控制端和所述第十七晶体管m
17
的控制端连接；所述第十四晶体管m
14
的输入端连接所述第十六晶体管m
16
的输出端，所述第十四晶体管m
14
的控制端连接和所述第十五晶体管m
15
的控制端且两个控制端的公共端连接第一偏置电压v
b1
，所述第十五晶体管m
15
的输入端连接所述第十七晶体管m
17
的输出端；所述第十二晶体管m
12
的输入端连接所述第十四晶体管m
14
的输出端，所述第十二晶体管m
12
的控制端连接所述第十三晶体管m
13
的控制端且两个控制端的公共端连接第二偏置电压v
b2
，所述第十三晶体管m
13
的输入端连接所述第十五晶体管m
15
的输出端，其中，所述第十三晶体管m
13
和所述第十五晶体管m
15
的公共端作为所述误差放大器的输出端；所述第十晶体管m
10
的输入端连接所述第十二晶体管m
12
的输出端，且所述第十晶体管m
10
的输入端连接所述第六晶体管m6的输出端，所述第十晶体管m
10
的输出端连接接地端，所述第十晶体管m
10
的控制端连接所述第十一晶体管m
11
的控制端且两个控制端的公共端连接第三偏置电压v
b3
，所述第十一晶体管m
11
的输入端连接所述第十三晶体管m
13
的输出端，且所述第十三晶体管m
13
的输入端连接所述第七晶体管m7的输出端，所述第十三晶体管m
13
的输出端连接接地端；所述第三晶体管m3的输入端和所述第四晶体管m4的输入端均连接所述供电电源，所述第三晶体管m3的输出端连接所述第二晶体管m2输出端，所述第三晶体管m3的控制端连接所述第四晶体管m4的控制端且
两个控制端的公共端连接所述第二晶体管m2输出端，所述第四晶体管m4的输出端连接分别连接所述第六晶体管m6的输入端和所述第七晶体管m7的输入端；所述第八晶体管m8的输入端和所述第九晶体管m9的输入端均连接所述接地端，所述第八晶体管m8控制端连接所述第九晶体管m9控制端且两个控制端的公共端连接所述第十八晶体管m
s
输出端，所述第八晶体管m8的输入端连接所述第十二晶体管m
12
的输出端，所述第九晶体管m9的输入端连接所述第十三晶体管m
13
的输出端。4.根据权利要求3所述带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路，其特征在于，所述第三晶体管m3、所述第四晶体管m4、所述第五晶体管m5、所述第六晶体管m6、所述第七晶体管m7、所述第十二晶体管m
12
、所述第十三晶体管m
13
、所述第十四晶体管m
14
、所述第十五晶体管m
15
、所述第十六晶体管m
16
和所述第十三晶体管m
13
为pmos管；所述第八晶体管m8、所述第九晶体管m9、所述第十晶体管m
10
和所述第十一晶体管m
11
为nmos管。5.根据权利要求1所述带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比ldo电路，其特征在于，所述电阻反馈电路包括：第一电阻r1和第二电阻r2；所述第一电阻r1的一端连接所述调整管mp的输出端，所述第一电阻r1的另一端通过所述第二电阻r2连接接地端，所述第一电阻r1和所述第二电阻r2的公共端作为反馈电阻的输出端连接所述误差放大器的正相输入端。6.一种带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比的算法，其特征在于，包括：增大ldo的环路增益以提高ldo的电源噪声抑制特性：式中，a
ea
是误差放大器的增益，β为反馈电路反馈系数，a
pow
为功率级的增益，psr
ea
和psr
pow
分别为误差放大器和功率级单独存在的电源抑制比，由该公式可知，增加误差放大器的增益，即可提高ldo的电源噪声抑制特性；而要提高ldo在中高频的电源噪声抑制特性，则通过提高误差放大器的中高频段的增益来达成，对于误差放大器来说：a
ea
＝g
m
*r
out
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)(2)r
out
≈g
m15
r
m15
r
m17
||g
m13
r
m13
(r
m7
||r
m11
)
ꢀꢀꢀ
(5)式中，g
m
表示误差放大器输入管的跨导，r
m15
、r
m17
、r
m13
、r
m7
、r
m11
分别为误差放大器套筒结构中第十五晶体管m
10
、第十七晶体管m
17
、第十三晶体管m
13
、第七晶体管m7、第十一晶体管m
11
的输出电阻，g
m15
、g
m13
分别是第十三晶体管m
13
和第十五晶体管m
15
的跨导，r
out
表示误差放大器的输出电阻，gbw
ea
为误差放大器的增益带宽积，c
pow
为误差放大器输出级的负载电容,i
d
是流过输入管的漏源电流；由上述公式可知：误差放大器的带宽与输入对管的g
m
值成正比，而g
m
随着流过输入对的电流i
d
增大而增大，利用负载电流采样反馈技术的动态电流偏置电路，直接把采样的偏置电流注入误差放大器的偏置电路，动态电流被按照原误差放大器设计的固定偏置电流分配
比例分别分配给差动输入对管和套筒结构中：其中未注入动态偏置电流的情况：注入动态偏置电流的情况:注入动态偏置电流的情况:随着的注入，流过差动输入对管的偏置电流i
d
的增大，提高了差动输入对管的gm，相应也拓宽了误差放大器的带宽，但随着i
′2的注入也相应明显降低了套筒结构中各晶体管输出电阻r
o
，也相应降低了误差放大器的输出电阻r
out
，根据公式(2)，误差放大器的增益也相应的降低了，从而导致ldo的电源抑制比在低频的时候下降。7.根据权利要求6所述带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比的算法，其特征在于，为进一步地提高ldo的电源抑制比，m4为放大器输入对管的提供动态偏置电流i
b1
,m7和m8为共源共栅电路提供动态偏置电流i
b2
和i
b3
，其中动态偏置电流：未注入动态偏置电流的情况：注入动态偏置电流的情况:注入动态偏置电流的情况:设计则i
′2＝0由于i
′1和i
′2的值为零，流过第十二晶体管m
12
、第十三晶体管m
13
、第十四晶体管m
14
、第十五晶体管m
15
、第十六晶体管m
16
、第十七晶体管m
17
的电流跟未加入动态偏置电流相同，根据公式(4)和公式(6)，g
m15
、g
m13
、r
m15
、r
m17
、r
m13
的值都也跟未注入动态偏置电流前相同，根据公式(5)则误差放大器的输出电阻不会因为动态偏置电流的加入而明显降低，而注入动态偏置电流全部注入到差动输入对管中，显著提升输入对管的gm，根据公式(2)和公式(3)，该注入方式将误差放大器提升开环增益和拓宽带宽，同样随着误差放大器的增益a
ea
的提高，根据公式(1)即ldo的电源抑制比明显提升。

技术总结

本发明涉及带采样负载电流技术的低功耗高电源抑制比LDO电路及算法。电路中的输出电流动态采样电路接误差放大器动态偏置输入端；误差放大器的反相输入与基准电压源V

技术研发人员：

杨忠添 吴玉强

受保护的技术使用者：

泉芯电子技术（深圳）有限公司

技术研发日：

2022.09.19

技术公布日：

2022/12/29