(10)申请公布号
(43)申请公布日 (21)申请号 201410359828.6
(22)申请日 2014.07.25
G01R 19/00(2006.01)
(71)申请人中国计量科学研究院
地址100013 北京市朝阳区北三环东路18
号
(72)发明人张钟华 王农 李正坤 韩冰
鲁云峰 贺青
(74)专利代理机构北京冠和权律师事务所
11399
代理人赵晓艾
章彦奇
(54)发明名称
(57)摘要
本发明提供了一种非接触式直流电流测量电
路及方法，所述非接触式直流电流测量电路包括
用，其输出端与所述占空比测量模块的输入端连
接，通过测量该运算放大器输出电压的占空比来
判断原边电流的大小和方向。与现有方法相比，本
发明的电路和方法更为简单便捷，与微处理器或
其他数字系统连接时，不再需要低通滤波器和A/
D 转换器，而且相同条件下具有同样的测量范围
和更好的线性度。(51)Int.Cl.
(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请权利要求书1页 说明书4页 附图5页
(10)申请公布号CN 104374982 A (43)申请公布日2015.02.25
C N 104374982
A
1.一种非接触式直流电流测量电路，其特征在于，该测量电路包括非线性磁芯、原边绕组、副边绕组、运算放大器和占空比测量模块，所述运算放大器作为比较器使用，其输出端与所述占空比测量模块的输入端连接，通过测量该运算放大器输出电压的占空比来判断原边电流的大小和方向。
2.根据权利要求1所述的非接触式直流电流测量电路，其特征在于所述运算放大器输出电压的占空比与原边电流的大小成线性关系，根据线性方程计算原边电流的大小和方向。
3.根据权利要求2所述的非接触式直流电流测量电路，其特征在于，所述运算放大器输出电压的占空比与原边电流的线性方程与电路参数、磁芯参数、原边绕组和副边绕组匝数有关。
4.根据权利要求3所述的非接触式直流电流测量电路，其特征在于，所述占空比测量模块为微处理器，包括单片机、ARM、DSP或FPGA。
5.根据权利要求3所述的非接触式直流电流测量电路，其特征在于，将所述运算放大器输出电压通过电路转换为电流或电压的模拟量进行测量。
6.根据权利要求3所述的非接触式直流电流测量电路，其特征在于，在所述运算放大器和占空比测量模块之间接入功率放大器件，扩展电流测量范围。
7.一种非接触式直流电流测量方法，其特征在于，所述方法包括下述步骤：
S1采用非线性磁芯、原边绕组、副边绕组、运算放大器和占空比测量模块根据多谐振荡器原理构建测量电路，其中，占空比测量模块用于测量所述运算放大器输出电压的占空比；
S2测定原边电流的大小和方向，所述运算放大器输出电压的占空比与原边电流的大小成线性关系，该线性方程与电路参数、磁芯参数、原边绕组和副边绕组匝数有关，据此测定原边电流的大小和方向。
8.根据权利要求7所述的非接触式直流电流测量方法，其特征在于，使用功率放大器扩展电流测量范围，该功率放大器置于所述运算放大器和占空比测量模块之间。
一种非接触式直流电流测量电路及方法
技术领域
[0001] 本发明属于直流电流测量领域，尤其涉及一种非接触式直流电流测量电路及其方法。
背景技术
[0002] 电子和电气设备中经常需要进行非接触式直流电流测量，实现非接触式直流电流测量的方法有
多种，目前已经产品化的主要包括霍尔效应法、磁阻效应法、巨磁阻效应法、磁通门效应法和法拉第磁光效应法。其中，基于磁通门技术的零磁通直流电流互感器在测量精度、线性度和稳定性方面具有独特优势，且不易受外界磁场干扰。但是，闭环零磁通直流电流互感器的结构复杂，为了实现零磁通往往需要多个磁芯和多个绕组，同时其调制和解调电路复杂，因而制造成本较高。因此，当测量要求不高时，人们常常采用由单磁芯构成的自激振荡磁通门直流电流的测量方法。
[0003] 图1为现有的自激振荡磁通门直流电流的测量电路，其本质上是一个由两绕组
(原边绕组W
P 和副边绕组W
S
)的非线性互感器和运算放大器OP(或比较器)构成的多谐振
荡器，基本原理是利用高磁导率材料制成的铁芯的非线性，通过检测流过副边绕组电流i
L 的平均值来判断原边电流I
P
的大小和方向，从而实现对直流电流的非接触式测量。但是，这
种测量方法的输出信号v
a
是一种同时包含自激振荡频率信号的模拟量(电压值)，为了得到其平均值，往往需要低通滤波器滤除输出信号的高频分量。此外，如果测量结果需要数字系统处理的话还需要用A/D转换器对该模拟量进行转换。低通滤波器和A/D转换器的增加一方面可能引入测量误差，另一方面由于电路元器件的增加也会造成系统可靠性的降低。发明内容
[0004] 为了克服现有的自激振荡磁通门电流测量方法存在的上述缺点，本发明提出了一种改进的非接触式直流电流测量电路及其方法。
[0005] 根据本发明的具体实施例，所述非接触式直流电流测量电路包括非线性磁芯、原边绕组、副边绕组、运算放大器和占空比测量模块，所述运算放大器作为比较器使用，其输出端与所述占空比测量模块的输入端连接，通过测量该运算放大器输出电压的占空比来判断原边电流的大小和方向。所述运算放大器输出电压的占空比与原边电流成线性关系，根据线性方程计算原边电流的大小和方向。
[0006] 根据另外实施例，本发明还披露了一种非接触式直流电流测量方法，该方法采用非线性磁芯、
原边绕组、副边绕组、运算放大器和占空比测量模块构成的测量电路，其中，占空比测量模块用于测量所述运算放大器输出电压的占空比。所述运算放大器输出电压的占空比与原边电流成线性关系，该线性方程与电路参数、磁芯参数、原边绕组和副边绕组匝数有关，据此测定原边电流的大小和方向。
[0007] 综上，本发明提出了一种通过测量自激振荡电路的占空比来实现非接触式直流电流测量的方法，使用了一个单磁芯互感器和运算放大器构成多谐振荡器，利用互感器磁芯
的非线性和磁芯磁化曲线的对称性，通过测量自激振荡器输出端电压占空比来判断原边电流的大小和方向。与现有方法相比，本发明的电路和方法更为简单便捷，与微处理器或其他数字系统连接时，不再需要低通滤波器和A/D转换器，而且相同条件下具有同样的测量范围和更好的线性度。
附图说明
[0008] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，以下将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见，以下描述中的附图仅仅是本发明的部分实施例，对于本领域普通技术人员而言，还可以根据这些附图所示实施例得到其它实施例及其附图。
[0009] 图1是现有的非接触式直流电流测量电路图；
[0010] 图2是本发明的非接触式直流电流测量电路图；
[0011] 图3是本发明的具体实施例的电路图；
[0012] 图4是对图3所示实施例的现有测量方法的仿真结果；
[0013] 图5是对图3所示实施例的本发明的测量方法的仿真结果；
[0014] 图6是本发明的图3所示实施例的v a和V O的波形图，其中(a)为原边电流为0mA 时的波形图，(b)为原边电流为200mA时的波形图，(c)为原边电流为-200mA时的波形图；[0015] 图7是本发明的测量方法和现有测量方法的测量结果对比图；
[0016] 图8是线性区内本发明的测量方法和现有方法的测量结果对比图。
具体实施方式
[0017] 以下将结合附图对本发明的实施例的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所得到的所有其它实施例，都属于本发明所保护的范围。
[0018] 图2是本发明的非接触式直流电流测量电路图，如图所示，与图1所示现有技术比较，本发明除了电路结构上不需要现有技术中的低通滤波器和A/D转换器外，检测原理与现有方法相比也完全不同。图1所示现有方法是通过检测副边绕组电流i
L
的平均值来判
断原边电流I
P 的大小和方向，而本发明是通过检测运放OP输出端的电压V
O
的占空比来判
断原边电流的大小和方向。
[0019] 如图2所示，本发明的非接触式直流电流测量电路包括非线性互感器、运算放大
器OP和占空比测量模块MCU，其中非线性互感器由原边绕组W
P 和副边绕组W
S
组成，运算放
大器OP的输出端与占空比测量模块MCU的输入端连接。
[0020] 在图2所示本发明的测量电路中，当原边电流为零时，由于非线性磁芯磁化曲线的对称性，磁芯达到正向饱和与反向饱和时所需的时间相等，因而运放OP输出电压V
O
的占空比为50％。
[0021] 当原边电流为正时(假定电流方向与图2所示方向相同)，由于该正向电流的存在，磁芯中存在一个正向的直流磁通，正半周期时该直流磁通帮助磁芯而使其提前饱和，负半周期时该直流磁通阻碍磁芯而使其滞后饱和，因而磁芯达到正向饱和所需的时间小于磁
芯达到负向饱和的时间。又由于磁芯饱和后磁导率很小，因此磁芯饱和后的副边线圈电感很小，因此副边电流由饱和值到最大值所需的时间与非饱和时的时间相比可以忽略，因此，正向占空比应小于50％。
[0022] 当原边电流为负时(假定电流方向与图2所示方向相反)，与原边电流为正时的情况类似，由于该
负向电流的存在，磁芯中存在一个反向的直流磁通，正半周期时该直流磁通阻碍磁芯而使其滞后饱和，负半周期时该直流磁通帮助磁芯而使其提前饱和，因而磁芯达到正向饱和所需的时间大于磁芯达到负向饱和的时间。因此，正向占空比应大于50％。[0023] 由上述分析可知，如果测得运放OP输出电压V O的占空比并与50％相比较，便可得到原边电流的方向；除此之外，原边电流在一定的范围内，占空比与原边电流的大小呈线性关系，因此通过测量占空比可以得到原边电流的大小。因此，通过本发明的电路和方法实现了非接触式直流电流测量。另外，为扩展电流测量范围，还可以在运算放大器和占空比测量模块之间接入功率放大器件。
[0024] 图3为本发明的另一实施例电路图，为了得到占空比与原边电流的线性关系，用参数扫描的方法对图3所示电路进行仿真分析，得到仿真结果如图4和图5所示。图4所
示为现有方法，即原边电流与运算放大器反相输入端电压v
a (副边电流通过电阻R
S
转换为
v a )的关系的仿真结果。图5所示为本发明，即原边电流与运算放大器输出电压V
O
的占空
比的关系的仿真结果。对比图4和图5可以看出，相同条件下，本发明的测量范围(也即线性区)与现有方法的测量范围相同。此外图5还表明，当原边电流为零时，占空比为理论分析值50％；当原边电流大于零时，占空比小于50％；当原边电流小于零，占空比大于50％。原边电流在一定范围(±0.6A)内变化时，占空比与原边电流呈线性关系。由此可知，仿真
结果与理论分析相符合，通过测量运放OP输出端电压V
O 的占空比可以测量原边电流I
P
的
大小和方向。
[0025] 在图3所示具体实验电路中，原边电流I P由Fluke5720A校准器提供，电流扫描范
围从-1A到1A，步进值为50mA.运放输出电压V
O 的占空比和运放反相端电压v
a
的平均值
由Tektronix DPO3014数字示波器测量。
[0026] 图6和图7示出了实验结果，其中，图6(a)、图6(b)和图6(c)分别为原边电流为
0mA，200mA和-200mA时运放输出端电压V
O 和运放反相端电压v
a
的波形图。图6(a)表明，
原边电流为零时，占空比为50％，与理论分析和仿真结果一致。同时可以看到，v
a
的平均值并非为理论值0V，而是-86.5mV，这是由于示波器内部的平均值电路和A/D转换电路导致的失调误差，在实际的传感器中也会存在同样的问题，同时由于失调受温度的影响，因而很难精确的修正。而本发明提出的测量方法恰好为理论值50％，实际构成传感器时如果占空比测量精度可以保证的话，失调问题就可以解决。图6(b)表明，当原边电流为200mA时，占空比小于50％，与理论分析和仿真结果相符。图6(c)表明，当原边电流为-200mA时占空比大于50％，也与理论分析和仿真结果相符。
[0027] 图7是本发明提出的测量方法和现有测量方法的实验结果对比图。图7表明实验结果与仿真结果相符，不同之处是实验结果的线性范围略小于仿真结果的线性范围，这是由于实际使用的磁芯参数与磁芯的仿真模型之间的差异造成的。对比图7中现有方法的测量曲线和本发明提出的测量方法的测量曲线可以看出，相同条件下，本发明提出的测量方法与现有方法的测量范围相同，与仿真结果相符合。
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