现代电子技术
Modern Electronics Technique
2022年5月1日第45卷第9期
May 2022Vol.45No.9
0引言
随着环境与能源问题日益突出，新能源汽车代替传统的化石能源汽车成为一种必然趋势。纯电动汽车作为目前新能源汽车最典型的代表，绿环保性能优势明
显，从而得到大力推广。目前，电动汽车主要有两种充电方式，即交流充电和直流充电[1⁃2]。交流充电不需要变换，直接给配有车载充电机的电动汽车提供动力来源，由车载充电机对电池模块进行充电，输出功率小，充电速度慢。直流充电是将单相或者三相交流电通过整流 电动汽车直流充电桩电源模块研究与设计
雷永锋，孙莉莉，王振玉
（成都理工大学工程技术学院，四川乐山
614000）
摘
要：为了提高电动汽车直流充电桩的充电效率与品质参数，对充电桩的电源模块进行了两级式设计。前级功率因
数校正电路采用三相三线制三电平VIENNA 整流电路拓扑结构，通过SVPWM 方式划分矢量空间，将三轴坐标系转化为两轴坐标系，判定参考矢量的路径，将零矢量插入到相邻的基本矢量中，确定七分段式矢量切换顺序与作用时间，调节电容中点平衡系数γ使整流电路中电容中点平衡。后级DC⁃DC 转换电路采用全桥LLC 谐振变换器提高输出电压的幅值并实现电气隔离，对影响谐振网络的参数进行分析。通过技术方案确定参数设计，采用Matlab/Simulink 软件进行系统仿真，结果显示，VIENNA 整流电路输出功率因数接近于1，DC⁃DC 转换电路输出直流电压提高到710V ，输出电流为21A ，波纹系数小于1%，充电桩充电的效率和品质得到提高。关键词：电动汽车；直流充电桩；电源模块；VIENNA 整流器；三相三线制三电平；SVPWM ；中点电压平衡；全桥LLC 谐振变换器
中图分类号：TN709⁃34；TM461
文献标识码：A
文章编号：1004⁃373X （2022）09⁃0170⁃05
Research and design of power module for DC charging pile of electric vehicle
LEI Yongfeng ，SUN Lili ，WANG Zhenyu
（The Engineering and Technical College of Chengdu University of Technology ，Leshan 614000，China ）
Abstract ：In order to improve the charging efficiency and quality parameters of electric vehicle DC charging pile ，the power module of charging pile is designed in two stages.In PFC （power factor corrector ）circuit of the front stage ，the topology of three ⁃phase three ⁃wire system three ⁃level VIENNA rectifier circuit is adopted.The vector space is divided by means of SVPWM （space vector pulse width modulation ），and the three ⁃axis coordinate system is transformed into two ⁃axis coordinate system to determine the path of the reference vector.The zero vector is inserted into the adjacent basic vector to determine the switching sequence and action time of the seven segmented
vector.The neutral point balance coefficient γof the capacitor is adjusted to balance the capacitance neutral point in the rectifier circuit.The full bridge LLC resonant converter is used in the latter stage DC ⁃DC conversion circuit to increase the output voltage amplitude and achieve electrical isolation.The parameters
affecting the resonant network are analyzed.By the technical scheme ，the parameter design is determined.The system simulation
was carried out by Matlab/Simulink.The results show that the output power factor of VIENNA rectifier circuit is close to 1，the output DC voltage of DC⁃DC conversion circuit is increased to 710V ，the output current is 21A ，and the ripple coefficient is less than 1%.Therefore ，the charging efficiency and quality of charging pile are improved.Keywords ：electric vehicle ；DC charging pile ；power module ；VIENNA rectifier ；three ⁃phase three ⁃wire system three ⁃
level ；SVPWM ；neutral point voltage balance ；full bridge LLC resonant converter
DOI ：10.16652/j.issn.1004⁃373x.2022.09.030
引用格式：雷永锋，孙莉莉，王振玉.电动汽车直流充电桩电源模块研究与设计[J].现代电子技术，2022，45（9）：170⁃174.
收稿日期：2021⁃10⁃27
修回日期：2021⁃11⁃16
基金项目：乐山市科技局重点项目（20GZD039）；成都理工大学工程技术学院基金项目（C122019026，A312020027）
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第9期
装置变换为直流电，再通过斩波电路输出电压可调的直流电给电动汽车电池充电，输出功率大，充电速度快。本文以直流充电桩为研究对象，为了提高充电效率与品质，对直流充电桩的电源模块进行研究与设计，采用三相三线制三电平VIENNA 整流器作为前级电路，后级DC⁃DC 电路拓宽输出直流电压范围。
1系统结构
充电桩输入三相380V 交流电，经过滤波电路EMI
后，由三相功率因数校正电路（PFC ）进行整形与参数优化，后级DC⁃DC 电路主要是为了提高直流输出电压的幅值，最后经滤波电路输出后给电动汽车电池充电。充电桩电源模块结构如图1数显计数器
所示。
图1电源模块结构框图
2前级整流电路
本文设计的前级整流电路采用三相三线制三电平
VIENNA 拓扑结构。2.1
VIENNA 整流电路结构
相对于两电平电压型PWM 整流电路，三相三线制
三电平VIENNA 采用较少的功率开关器件就可实现三电平整流电路，控制频率高，充电电源模块体积变小，功率密度提高[3]。由于此拓扑结构每相可等效为一个Boost 电路，不会出现PWM 整流电路每相上下功率开关管直通的现象，所以无需考虑死区，控制电路结构相对简单。三相三线制三电平VIENNA 整流电路如图2
所示。
图2三相三线制三电平VIENNA 整流电路
2.2
VIENNA 整流电路分析
在满足电容中点电压平衡，即直流侧上侧电容C 1
电压和下侧电容C 2电压相等时，由于整流器每相功率器件开关状态K k 和电流方向不同，交流侧相电压有三种
电平状态[4]，即：
u k =ìíîïïïïU dc 2,
K k 关断且i k 为正值0,
K k 开通
-U dc 2
,
K k 关断且i k 为负值
（1）核桃壳滤料
式中k =a,b,c 。
则交流侧三相电压u a ，
u b ，u c 表示为：ìíî
ïïïïïïïïu a =éëêùûúS a -13(S a +S b +S c )U dc
2
u b =éëêùûúS b -13(S a +S b +S c )U dc 2u c =éëêùûúS c -13(S a +S b +S c )U dc 2（2）
考虑到三组功率开关管S a ，S b ，S c 分别可取1，0，-1
三个值，将其分别代入式（2），则会产生33=27种开关状态。采用SVPWM （空间矢量脉宽调制）分析方法，根据KCL ，交流侧的三相电流之和为0，除去三相电流全正值
[111]和全负值[-1-1-1]的两个无效矢量，最终得到25种开关矢量。其中包含6个模值为2U dc 3的长矢量、6个模值为
3U dc 3的中矢量、12个模值为U dc 3的短矢量
和
1个模值为0的有效零矢量[5]。矢量分布如图3所示。
图3矢量分布图
按照三相交流电i a ，i b ，i c 的方向取值，将矢量划分为
6个六边形扇区，如表1所示。其中扇区I 如图3灰区域所示。
表1扇区判断条件
区间
ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ
区间角度330°<θ<30°30°<θ<90°
90°<θ<150°150°<θ<210°210°<θ<270°270°<θ<330°
判断条件i a >0，i b <0，i c <0i a >0，i b >0，i c <0i a <0，i b >0，i c <0i a <0，i b >0，i c >0i a <0，i b <0，i c >0i a >0，i b <0，i c >0
雷永锋，等：电动汽车直流充电桩电源模块研究与设计
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现代电子技术
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为了简化计算，如只考虑开关管的通断状态，可将
三电平空间矢量调制简化为两电平空间矢量调制。将图3矢量分布图根据表1区间再次划分为6个小六边形扇区，并将小扇区原点O 移动到小六边形的中点，形成α，β两轴坐标系，如图4
所示。
图4参考矢量坐标平移
再将平移后的每个小扇区分为6个三角形的小扇区，以扇区I 第1小扇区为例，确定参考矢量作用时间T 。由于开关管每次只能切换一个桥臂，为了使开关管功率平衡并且减少谐波[6]，需要插入零矢量[000]和[111]。假设参考电压U ref 在图4b ）第1小扇区60°的灰区域内，U ref 的作用时间可用相邻的2个基本矢量U 4和U 6作用
时间T 1和T 2叠加，其路径可以表示为0→4→6→7→6→4→0，如图5所示
。
图5参考矢量路径分解
矢量作用时间T 表示为[7]：
T =
∫
t 1
T 1+
∫
t 1
t 1+t 2
T 2+
∫
t 1+t 2
T
T 0
（3）
其中：T 1=
||U ref ⋅sin θ⋅T
2
3U dc ⋅3
=
dc
|U ref
sin θ=
dc
β（4）T 2
=dc
)
|U ref cos θ-12||U ref
sin θ
运行网=
dc
)
α-12
U
β
（5）
T 0=
T -T 1-T 2
羟基磷酸钙>节能蒸汽炉4
（6）
将零矢量[000]和[111]的作用时间T 0插入到参考矢
量相邻的两个基本矢量U 4和U
6的作用时间T 1和T 2中，结合PWM 方法，得到七分段式矢量切换顺序图[8]，如图6所示。
图6矢量切换顺序图
2.3
电容中点电压平衡
由于VIENNA 整流器是三电平的，直流侧有2个串
联电容C 1和C 2，充放电时间不同会导致两电容中点电压不平衡，会直接影响到整流器的输出参数。由于直流侧负载电压稳定性较好，可将其等效为电压源，功率开关管和二极管的输出电流等效为电流源，得到VIENNA 整流电路的简化等效电路如图7所示。
图7VIENNA 整流电路简化等效电路
通过分解i P 和i M ，发现i P 不会对中点电压产生影
响，而i M 的方向和大小会影响到中点电压。结合整流器的基础矢量分布图，长矢量和零矢量不会影响电容中点电压。中矢量作用时中线上的电流i M 会产生周期性偏移波动，但是对中点电压影响不大，可以忽略。只有在短矢量作用下，由于短矢量在空间矢量分布图中6个区
域中每个区域有2种状态，其作用在中线上的电流方向相反，对上下侧电容C 1和C 2充放电产生影响，会导致电容中点电压一个升高一个降低，从而出现中点电压不
平衡。
为了克服短矢量作用下电容中点电压不平衡的问题，采用脉宽调制方式控制短矢量的作用时间[9]。在此引入电容中点电压平衡系数γ。基础矢量中的短矢量
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第9期
在坐标平移后变成每个区域的零矢量，此时零矢量作用时间经过γ调整后表示为：
ìíî
ïït C 1
=T 02⋅γ
t C 2=T 0
2⋅(1-γ)
,0≤γ≤1（7）
将上侧电容电压值U C 1和下侧电容电压值U C 2相减[10]，经过PI 调解获得γ值后就可实现对电容中点电压的平衡控制。2.4
VIENNA 整流电路仿真
采用Matlab/Simulink 仿真平台搭建电路模型[11]，并设定以下参数：交流侧电网相电压220V ，电感5mH ，频率50Hz ，以A 相为例，得到输入电流i A 跟踪输入电压u A 的波形如图8所示。直流侧电压700V ，直流侧电容650μF ，直流侧母线的输出波形如图9
所示。
图8
输入电压与输入电流波形
图9直流侧输出电压波形
从图8可以看出，电源的输入电流相位与输入电压相位基本保持一致，功率因数接近单位功率因数1，具有良好的品质参数。从图9可以看出，整流器直流输出电压超调量较小，具有很好的动态性能，满足充电桩的充电使用要求。
3后级DC⁃DC 转换电路
为了提高充电速度，需要扩大直流电输出的范围，
采用DC⁃DC 转换电路对整流之后的直流电变幅。3.1
DC⁃DC 转换电路结构
为了降低充电桩电源模块的开关损耗，提高工作效率，本文设计的DC⁃DC 转换电路采取全桥LLC 谐振变换器电路结构[12⁃13]，包含开关逆变网络、谐振网络、变压器、整流滤波器和负载，电路结构如图10所示。此电路
结构全负载范围内可实现零电压关断软开关，低EMI 电磁干扰，电压输出范围大、效率高，同时起到电气隔离的
作用。
图10全桥LLC 谐振变换器电路结构
3.2
工作原理及器件参数
在图10中，谐振网络由谐振电感L r 、励磁电感L m 和
谐振电容C r 组成，具有2个谐振频率点[14]。当变压器T 的励磁电感L m 被输出电压钳位时不参与谐振，谐振频率f r 由L r 和C r 确定，
f r 表示为：f r =
1
2π
L r C r
（8）
当谐振电流等于励磁电流时，励磁电感L m 参与谐
振，励磁频率用f m 表示为：
f m =
1
2π
(L r +L m )C r
（9）
通过控制开关管频率f s 的参数改变LLC 谐振器的
阻抗，实现能量传递。谐振变换器的变换条件为f s =f r 。
采用基波分析法对谐振变换器参数进行计算[15]，其中变压器T 、整流电路和负载电路R L 的等效阻抗R ′可
以表示为：
R ′=8n 2
π
2R o
（10）
式中n 为变压器匝数比。
输出阻抗Z o 表示为：
Z o =Q ZVS R ′（11）微生物过滤
式中Q ZVS 为零电压开关品质因数。
谐振电容C r 表示为：
C r =
1
2πf r Z o （12）
谐振电感L r 表示为：
L r =
Z o 2πf r
（13）
雷永锋，等：电动汽车直流充电桩电源模块研究与设计173
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励磁电感L m 表示为：
L m =kL r
（14）
式中k 为电感比，一般取4。3.3
DC⁃DC 电路仿真
采用两路全桥LLC 谐振变换器电路结构，使用
Matlab/Simulink 仿真平台搭建电路模型[16]
，设置仿真参数：直流输入电压范围为300~420V ，谐振频率为1kHz ，
DC⁃DC 变换器输出电压波形仿真结果如图11所示，输出电流波形仿真结果如图12
所示。
图11DC⁃DC
转换电路输出电压波形
图12DC⁃DC 转换电路输出电流波形
从图11可以看出，在3ns 后输出电压稳定在710V 左右。由图12看出，输出电流稳定在21A 左右，输出功率约为15kW ，纹波系数小于1%，满足充电桩的充电要求。
4结语
通过对电动汽车直流充电桩电源模块的两级结构设计，即前级三相三线制三电平VIENNA 整流器附以空间矢量脉宽调制法控制技术，满足了电源的高功率因数要求，后级DC⁃DC 转换电路提高了输出直流电压幅值并实现电气隔离，输出功率为15kW 。结合参数设计和系统仿真，能够实现充电桩快速充电的目的。如果将多个充电模块并联，则可以输出基本电源模块的倍数功率，充电速度将进一步提高。
参
考
文
献
[1]赵美慧.新能源汽车充电设施行业的现状和发展趋势分析[J].
时代汽车，2020（23）：98⁃99.
[2]高柱明.新能源电动汽车充电技术研究[J].电子测试，2020（2）：127⁃128.
[3]高明辰，张竑基，崔孟阳，等.智能变电站交直流一体化电源系统
的研究与应用[J].现代工业经济和信息化，2020，10（1）：88⁃90.[4]张国荣，吴一鸣，彭勃，等.三相四线制三电平变流器的优化调制策略[J].电力系统自动化，2018，42（22）：187⁃193.
[5]MUKHERJEE D ，KASTHA D.Voltage sensorless control of
VIENNA rectifier in the input current oriented reference frame [J].IEEE transactions on power electronics ，2019，34（8）：8079⁃8091.
[6]罗锐，何英杰，陈晖，等.三电平变流器中点电位平衡及低开关
损耗SVPWM 策略[J].电工技术学报，2018，33（14）：3245⁃
3254.
[7]吴志远，高文根.基于双控制因数的VIENNA 整流器中点电位平衡设计[J].四川轻化工大学学报（自然科学版），2020，33
（3）：54⁃60.
[8]CHO N S ，JI J K ，LEE T W ，et al.New method of SVPWM
implementation using single carrier wave and comparison of PI/PR current control for the VIENNA convert [J].Transactions of the Korean Institute of Electrical Engineers ，2017，66（3）：
522⁃532.
[9]白亚丽.电动汽车交直流一体化充电桩系统的研究[D].哈尔
滨：哈尔滨理工大学，2019.
[10]许杭蓬，陈权，李国丽，等.基于改进SVPWM 的三电平NPC
逆变器中点电压平衡的研究[J].现代电子技术，2019，42（4）：
129⁃133.
[11]任雪峰.一种基于LLC 谐振变换器的中压直流电源技术研究
[J].雷达与对抗，2020，40（3）：52⁃56.
[12]王长河.直流充电桩电源模块的研究与设计[D].杭州：浙江工
业大学，2016.
[13]徐晓冰，戚枭宏，李冰，等.反激式DC⁃DC 变换器滑模控制研
究与仿真[J].中国农机化学报，2017，38（2）：67⁃72.[14]张俊辉，唐雄民，张淼，等.全桥推挽式双向DC/DC 变换器的建模与控制[J].电工电气，2017（11）：14⁃17.
[15]彭秋雨，赵葵银，周惠芳，等.全桥三电平LLC 谐振变换器的
控制研究[J].机电工程技术，2020，49（3）：5⁃8.
[16]甘家梁，熊曾刚，刘桂涛，等.一种新型零电压切换双向DC/DC
变换器的设计与仿真[J].现代电子技术，2019，42（10）：92⁃96.
作者简介：雷永锋（1979—），男，陕西眉县人，硕士，副教授，研究方向为电气工程、电源技术。
孙莉莉（1980—），女，满族，黑龙江双城人，硕士，副教授，研究方向为电气工程、机电一体化。王振玉（1980—），男，吉林舒兰人，博士，教授，研究方向为车辆工程、机电一体化。
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