叶泽刚
（西安科技大学电气与控制工程学院 陕西 西安 ７１００５４）
一、电流型控制原理及特点
原理：
电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM控制环内部增加了电流反馈的控制环节，因而除了包含电压型PWM控制器的功能外，还能检测开关电流或电感电流，实现电压电流的双环控制。控制原理框图如下图（图1）所示。 陶粒混凝土墙板图1 双环电流型控制器原理图
从图1可以看出，电流型控制器有两个控制闭合环路：一个是输出电压反馈误差放大器Ａ，用于与基准电压比较后产生误差电压；另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs上产生的电压与误差电压进行比较，产生调制脉冲的脉宽，使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下：假定输入电压下降，整流后的直流电压下降，经电感延迟使输出电压下降，经误差放大器延迟Vca上升，占空比变化，从而维持输出电压不变，在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降，电感电流的斜率di/dt下降，导致斜坡电压推迟到达Vca，使PWM占空比加大，起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用，所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。
特点：
a)由于输入电压Vi的变化立即反映为电感电流的变化，不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环)，因而使得系统的电压调整率非常好，可达到0.01%V，能够与线性移压器相比。
b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性，反馈回路的增益较高，不会造成稳定性与增益的矛盾，使输出电压有很高的精度。
ｃ)由于Rs上感应出峰值电感电流，只要Rs上电平达到1V,PWM控制器就立即关闭，形成逐个脉冲限
流电路，使得在任何输入电压和负载瞬态变化时，功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内，在过载和短路时对主开关管起到有效保护。
d)误差放大器用于控制，由于负载变化造成的输出电压变化，使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小，明显改善了负载调整率。
e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器，所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较，就可以实现并联均流，因而系统并联较易实现。
二、峰值电流控制与平均电流控制的比较
yezeg@163
qq:53155231 Research Direction：Power Electronic Circuit &Mixed-Signal Circuit Design
峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点:
(1)对噪声敏感，峰值电流模式控制是将电感电流的上升沿(即开关电流)同设定的电流值相比较，当瞬态电流达到设定值,ＰＷＭ比较器输出翻转将功率开关管关断。电感电流上升到设定值的坡度即(Vin-Vout)/L很小，特别是Vin小时坡度更小，所以这种控制方法易受噪声干扰。每次开关管通断时都会产
圆弧齿同步带生噪声尖峰，并且耦合到控制电路的一个小电压就能使开关管迅速关断，使电路处于次谐波运作模式产生很大的纹波，所以对于峰值电流控制模式，电路布局和噪声旁路设计对电路的正常工作很重要，平均电流模式控制可以简化这部分工作。
(2)需斜坡补偿，对于峰值电流控制，当占空比大于50%时扰动电流引起的电流误差越变越大。所以尖峰电流模式控制在占空比大于50%时，电路工作不稳定，需给ＰＷＭ比较器加坡度补偿以使电路稳定。内部电流环的增益尖峰会使相移超出范围，导致电路工作不稳定，使电压环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉冲时，输出占空比却在变化，这时也需斜坡补偿来抑制次谐波振荡。
(3)具有尖峰值/平均值误差，在尖峰电流控制模式中，随着占空比的不同，电感电流的平均值亦不同，通过斜坡补偿可以获得不同占空比下一致的电感电流，但这也增加了电路的复杂性。另外电感电流的平均和峰值间也存在差值，在BUCK电路中由于电感电流的纹波相对电感电流的平均值很小，并且存在电压外环的校正作用，所以峰值和平均值的这种误差可以忽略；在BOOST电路中，峰值要跟随输入电网的正弦波，所以和平均值间的误差很大，在小电流时，尤其是电流不连续时，如每半周期输入电流过零时，这种误差最大，它会使输入电流波形畸变。这时就需要一个大电感来使电感电流的纹波变小，但这将使电感电流的坡度变窄，减小抗干扰能力。
平均电流控制和峰值电流控制相比的优点是:
① 具有高增益的电流放大器，平均电流可以精确地跟踪电流设定值。这点应用在高功率因数
控制电路中尤其重要，此时用一个小电感就能获得小于3%的谐波畸变，并且即使电路模型由连续电流模式过渡到不连续电流模式，平均电流法也能很好地工作;
② 噪声抑制能力强，因为当时钟脉冲使功率开关管开通后，晶振幅度迅速降到了一个低值;
③ 无须斜坡补偿，但为了电路工作稳定，在开关频率附近必须限定环路增益;
④ 平均电流法可应用在任意电路拓扑上，既能控制BUCK和Flyback电路的输入电流，又能控
制Boost和Flyback电路的输出电流。若加入到ＰＷＭ比较器输入端的波形坡度不合适，功率开关控制电路就会发生次谐波振荡。峰值电流控制通过外加斜坡补偿来防止这种振荡；平均电流控制是由晶振幅度来提供足够的补偿坡度的。
所以，用平均电流模式解决次谐波问题更为合适。在平均电流模式中为了抑制次谐波和限定开关频率附近电流放大器增益，在电路设计中必须遵循的一条标准是：接到ＰＷＭ比较器的一个输入端的电感电流下降沿不能大于接到PWM比较器的另一个输入端的晶振幅值坡度。这也间接设定了最大电流环路增益的交越频率。
三、斜坡补偿的引入
斜坡补偿原理：
鉴于以下原因，峰值电流控制必须考虑采用斜坡补偿。
1电路的稳定性
图2、图3分别是占空比大于50%和小于50%的尖峰电流控制的电感电流波形图。其中V e是电压放大器输出的电流设定值,?Io是扰动电流,ｍ1、ｍ2分别是电感电流的上升沿及下
降沿斜率。由图可知，当占空比小于50%时扰动电流引起的电流误差?I 1变小了，而占空比大于50%时扰动电流引起的电流误差?I 1变大了。所以尖峰电流模式控制在占空比大于50%时，经过一个周期会将扰动信号扩大，从而造成工作不稳定，这时需给ＰＷＭ比较器加坡度补偿以稳定电路，如图4所示。加了坡度补偿，即使占空比小于50%，电路性能也能得到改善。
图2 占空比小于
50%
图3 占空比大于50% 斜坡补偿前 ∆−=∆121m m I I o ，补偿后
++∆−=∆121m m m m I I o ，对于占空比为100%的情况，稳定时必须满足
++12m m m m 1<，即补偿斜率25.0m m −>，通常选择补偿坡度为电感电流下讲沿的斜率2m ，这样扰动信号在一个周期内就完成了校正，如图5所示。虚拟墓地
图4 占空比大于50% 带坡度补偿
图5 m=m 2时，电感电流波形
对于BUCK 电路，补偿坡度是
L
V 0，由于输入电压恒定，所以补偿值便于计算并恒定；对于Boost 电路，补偿坡度是L V V o in −，由于输入电压随电网变化，所以补偿值不恒定，这样对于固定补偿网络，很多时候会发生过补偿或欠补偿，降低了电路的性能并导致波形畸变，因此，Boost 电路通常不采用峰值电流控制而是采用平均电流控制的模式，来避免斜坡补偿。
2.减小尖峰值/平均值误差
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电流模式控制的实质是使平均电感电流跟随误差电压V e 设定的值，即可用一个恒流源来代替电感，使整个系统由二阶降为一阶。但如图6所示，尖峰电流控制模式中随着占空比Ｄ1、Ｄ2的不同，电感电流的平均值I1、I2亦不同。如图7示，可以通过斜坡补偿来获得不同占空比下一致的电感电流。
图6 尖峰电流控制模式中不带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波形图
无线发射电路 另外图7所示的电感电流平均值和峰值间也存在差值，在ＢＵＣＫ电路中由于电感电流的纹波相对电感电流的平均值很小，并且存在电压外环的校正作用，所以峰值和平均值的这种误差可以忽略；在ＢＯＯＳＴ电路中，峰值要跟随输入电网的正弦波，所以和平均值间的误差很大。这种误差最大，需要一个大电感来使电感电流的纹波变小，减小抗干扰能力。这也是在ＢＯＯＳＴ中采用平均值电流模式的原因。
图7尖峰电流控制模式中带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波形图
3.抑制次谐波振荡
内部电流环的增益尖峰是电流模式控制的一个重要问题。这种增益尖峰发生在二分之一开关频率处，使相移超出范围，导致不稳定，并使电压环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉冲下，输出占空比却在变化，如图8所示。采用斜坡被偿也能很好地抑制次谐波振荡。
图8 次谐波振荡时的电感电流波形
4.振铃电感电流
每个周期的电感电流误差关系如下：
++∆−=∆−121m m m m I I n n 由此可以绘出每个周期等效电感电流的瞬时值、电感电流误差和周期Ｔ
的关系曲线如图9所示。由图9可以看出，电感电流是一个按二分之一开关频率衰减的正弦波，类似于一个ＲＬＣ响应电路。这种电流有两个不利之处:
① 电感电流对电源或负载的瞬态变化产生振铃响应;
② 在开关频率附近控制环路增益达到最高，从而产生不稳定趋向。
通过斜坡补偿可以抑制这种振铃电感电流，例如当补偿坡度为电感电流下降沿的斜率时(即ｍ=-ｍ2)，振铃电流在一个周期内就完全得到了抑制。
微型显示器
图9 等效电感电流、电流误差和周期T 的关系曲线
斜坡补偿设计步骤：
图10示出斜坡补偿电路。Ｒ1和Ｒ2组成了从晶振的输出到限流引脚(脚1)的分压网络，迭加斜坡补偿信号到初级的电流波形,Ｒ1、Ｒ2值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容Ｃ1是交流耦合电容，使晶振的交流分量耦合到Ｒ2，去掉了直流偏置部分。Ｃ2和Ｒ1组成滤波电路，滤去初级Ｉｐ中的前沿尖峰，避免误动作。?ＶＯＳＣ是晶振锯齿波的峰 峰值。将电容去掉得到图11简化电路。
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