并⽹逆变器输出电压直流分量的研究
张娟，王赞，肖岚
（南京航空航天⼤学，江苏南京210016）
摘要：与独⽴⼯作的逆变器相⽐，并⽹逆变器不仅要保证低的输出电压谐波畸变率和⾼效率，⽽且要求输出电压与电⽹电压⼤⼩、相位⼀致，更重要的是必须保证有低的进⽹电流谐波畸变率，以免对电⽹造成污染。双Buck逆变器类似于半桥逆变器，输⼊侧分压电容的电压偏差受很多因素的影响。分析了输出电压中的直流分量与分压电容电压偏差的关系以及对进⽹电流谐波畸变率的影响，并进⾏了实验验证。 关键词：逆变器；电容分压/不均压；环流；直流分量；进⽹电流
中图分类号:TM714⽂献标识码:A⽂章编号:1000-100X（2007）11-0053-03
Research on DC Bias Components in Output Voltage of Grid-connected Inverter
ZHANG Juan，W ANG Zan，XIAO Lan
（Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，Nanjing 210016，China）
Abstract：Compared with independent inverters，grid-connected inverter should ensure low Total Harmonic
Distortion（THD）of the output voltage and high efficiency，and keep accordance with the utility.The most important is that the gridconnected inverter should also ensure low grid current THD to avoid the grid pollution.Double Buck inverter is similar to the half-bridge inverter.The voltage displacement of the two capacitors at the input terminal was affected by several causes.This paper analyzes the relationship between the DC components of the output voltage and the voltage variation of the capacitors at the input terminal，as well as the grid current THD influenced by the dc components of the output voltage.In the end，it is verified by experiments.
Keywords：inverter；capacitor voltage-sharing/voltage unbalanced；circumfluence；DC components；grid current
1引⾔
近⼏年来，随着能源问题的升温，分布式发电系统和UPS的研究⽇益普遍[1]，并⽹技术作为能馈系统
和光伏系统的接⼊⼝，越来越受关注。然⽽，由于电压基准正弦波中的直流分量、控制电路中运算放⼤器的零点漂移、功率电⼦器件参数的离散性等原因，输出电压中会产⽣直流分量。这给电源系统本⾝和⽤电设备都带来了不良的影响。采⽤双Buck主电路拓扑结构的并⽹逆变器，其输出电压中的直流分量除了上述影响外，还会对进⽹电流THD 产⽣影响，从⽽对电⽹造成污染。双Buck逆变器与半桥逆变器类似，由于输⼊侧两个均压电容存在着电容电压偏差问题，极易导致系统性能的恶化，甚⾄使系统失控。影响电容电压偏差的因素很多，如电感电流⼤⼩及其初始相位⾓，电容值的⼤⼩等[2]。其中电感电流的⼤⼩由输出功率决定，电感电流初始相位⾓则取决于开机瞬时输出电压参考波的瞬时值，但这是⼀个随机量，⽆法控制，⽽电容由于受到体积的限制，其容值也不可能取得很⼤。
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对输出电压中直流分量与分压电容电压偏差的关系以及对进⽹电流THD的影响进⾏了深⼊的理论分析，并进⾏了仿真和实验验证。
2双Buck并⽹逆变器的控制原理
所研究的并⽹逆变器可独⽴⼯作或并⽹运⾏[3]。独⽴⼯作时采⽤电压控制模式；并⽹⼯作时采⽤电流控制模式控制进⽹电流。在独⽴⼯作模式与并⽹⼯作模式之间实现了⽆缝切换，可以避免切换过程中负载电压的畸变，也能使电压和电流的冲击降到最⼩。如图1所⽰，逆变器主电路采⽤了双Buck拓扑结构。
图1双Buck并⽹逆变器主电路
UD———直流输⼊电压uo———逆变器输出电压S1———并⽹开关ugrid———电⽹电压iC1，iC2———分压电容C1，C2的电流iL1，iL2———滤波电感L1，L2电流C1，C2中点接地。传统的独⽴与并⽹双模式运⾏的逆变器在并⽹⼯作时⼀般采⽤进⽹电流外环加电感电流内环的控制⽅式，该⽅法中iC1，iC2对进⽹电流igrid的功率因数!有很⼤的影响，这⾥采⽤电压外环对iC1，iC2进⾏了补偿，改善了进⽹电流质量，提⾼了功率因数。图2⽰出系统⼯作在独⽴模式和并⽹模式下的控制框图。逆变器独⽴⼯作时采⽤电压外环PI调节。并⽹运⾏时，采⽤进⽹电流外环加电压环和电感电流内环的三环控制。此时的电压基准为ugrid。
图中Kp，KI———⽐例和积分系数K3———进⽹电流反馈系数K1，K2———电感电流、逆变器输出电压反馈系数Kip———进⽹电流环⽐例系数igrid*———进⽹电流给定
2逆变器输出电压直流分量
在并⽹逆变器中，如果电⽹电压与逆变器的输出电压幅值存在很⼩的电压差，在并⽹开关合上的瞬间，就会在逆变器和电⽹之间形成很⼤的环流，造成负载电压畸变，同时，对进⽹电流THD也会有很⼤的影响。由于电⽹电压ugrid的直流分量udc很⼩，所以udc应限制在很⼩的范围内。基准正弦波含有直流分量，控制电路中运算放⼤器的零点漂移，开关管⾃⾝特性及其驱动信号不⼀致等是影响udc的
主要因素，其中基准中直流分量的影响最⼤。
2.1直流分量对电⽹的影响
与传统的并⽹控制策略相⽐，改进型并⽹控制策略在并⽹后通过电压环补偿了电容电流，消除了输出滤波电容电流对电⽹的影响，从⽽可以实现独⽴与并⽹两模式之间的⽆缝切换。⼩功率逆变器并⽹时，可将电⽹容量看成⽆穷⼤，因此电⽹可等效为⼀电压源。图3⽰出电⽹与采⽤电流输出型逆变器构成的并⽹逆变器结构图。逆变器等效为⼀理想电流源i1和等效内阻Zo并联。
图中igrid，Zgrid———电⽹电流与电⽹线路阻抗iR，ZR———负载上的电流与负载阻抗io———逆变器输出电流S1———并⽹开关并⽹逆变器的uo应与ugrid相⼀致，否则有：
Igrid=(Ugrid-Uo)/Zgrid（1）
并⽹过程中，在控制模式切换之后并⽹开关合上之前，此时uo以ugrid作为基准，跟踪ugrid。但由于运放的零点漂移，驱动信号不⼀致等因素会导致uo中含有udc。假设此时uo中含有udc，则有：uo（ωt）=Ugridsinωt+udc（2）式中Ugrid———电⽹电压幅值ω———电压的⾓频率
此时电压环PI调节器的输出作为电流环的给定，也就等于电容电流。由图2b有：Ugridref（s）KP+K
I
s
!"=Uo（s）K2 KP+KI
s
!"+K1sCf#$（3）
当并⽹开关合上之后，uo被箝位在ugrid。此时
有：uo′（ωt）=Ugridsinωt（4）
等式（3）左边没变，⽽右边改变，所以此时等式
不成⽴，图2中的电流外环参与⼯作。在igrid*=0时有
下式成⽴：
Ugridref（s）KP+K
I
s
!"+Igrid（s）Kip
=Uo′（s）K2 KP+K
I
s
!"+K1sCf%&（5）
将式（3）和（4）代⼊（5）式可得：
Igrid（s）=u
dc
KipK
2 KP+K
I
s
!"+K1sCf%&（6）
udc≠0时igrid也不为零，即此时igrid不再完全跟
随igrid*，⽽是也受udc影响，igrid的THD增⼤，udc越⼤，对igrid的影响越⼤。
2.2直流分量对分压电容的影响
双Buck逆变器存在有偏置电流和⽆偏置电
流[4，5]两种⼯作模式。前者的功率管在整个⼯频周期
内⾼频⼯作；后者所有功率管在半周期内⾼频⼯作，
开关损耗⼩，且输出滤波电感⼩。这⾥采⽤的是⽆偏
置电流⼯作模式。
图1中双Buck逆变器独⽴⼯作时，有4种⼯作
模态：①模态1时，VQ1导通，电容C1放电，C2充电；
②模态2时，VQ1关断，VD1续流，C1放电，C2充电；
③模态3时，VQ2导通，电容C2放电，C1充电；④模
态4时，VQ2关断，VD2续流，C1充电，C2放电。
当iL1>0，iL2=0时，VQ1，VD1，L1，Cf，R构成的
Buck电路⼯作，在模态1和模态2间切换，当iL1=0，
iL2>0时VQ2，VD2，L2，Cf，R构成的Buck⼯作，在模态3和模态4间切换。假设电感电流瞬时值：iL1=IL1sin（ωt+θ）（7）
式中IL———电感电流幅值ω———输出电压⾓频率
θ———电感电流初始时刻相位⾓
这⾥不再讨论θ对C1，C2的影响[2]，假设θ=0，即：
iL1=IL1sinωt（8）
负载越⼤，电容电压偏差越⼤[2]。满载时，输出不
含直流分量，输出电压瞬时值可表⽰为：
图2系统控制框图
图3并⽹逆变器结构图
54uo=Umsin（ωt+φ）（9）
且有：Um=IL1 !R2+（1/sC）f2（10）
蚕豆剥皮机φ=-arctan（ωCfR）（11）
当输出电压中直流分量⼤⼩为udc时，输出电压
可表⽰为：uo=Umsin（ωt+φ）+udc（12）
则此时的电感电流可表⽰为：
iL1=IL1sinωt+Idc（13）
Idc=ud（cωCf+1/R）（14）
假设初始时刻uC（10）=uC（20）=UD/2，则iL1>0，C1
放电，iL1=0时，C1放电结束，此时uC1达到最⼩值，
为：uC（1ωt）=1
C1
t
"#-iL（1ω#）$d#+uC（10）（15）
当uo中不含udc时，将式（8）代⼊式（15）可得：
uC（1ωt）=IL1/ωC1cos（ωt-1）+uC（10）（16）
则uC1的脉动为：ΔuC11=2IL1/ωC1（17）
当uo中含有udc时，设α=arcsin（Idc/IL1），即：
Idc=IL1sinα（-π/2<α<π/2）（18）
则此时uC1的脉动为：
ΔuC12=2IL1cosα/ωC1+（π+2α）Idc/C1
=IL1/ωC1×%2cosα+ω（π+2α）sinα&（19）表达载体构建
⽐较式（17）与式（19）可知，当逆变器输出为
50Hz的正弦波，ω=100π，α=0时，ΔuC12=ΔuC1，⽽α>0 即udc为正时，ΔuC12>ΔuC1，此时的ΔuC12>ΔuC11，α越⼤，udc也越⼤，电容电压偏差越⼤。由此可见，uo中tuner接口
的udc对直流侧C1，C2的偏差有很⼤的影响。
3仿真分析和实验结果
对采⽤双Buck主电路结构双环控制的逆变器
进⾏仿真。仿真参数为：输⼊直流电压UD=360V，输
出电压uo=115V，输出频率fo=50Hz，额定功率SN=
500V A，均压电容C1=C2=470µF，滤波电感L1=L2=
379µH，滤波电容Cf=9.4µF，阻性满载。仿真得出，当
udc=4.32V时，均压电容电压偏差ΔuC=34V；当udc=
12.96V时，ΔuC=43V。由仿真结果可知，ΔuC随udc增
加⽽增加。
图4⽰出并⽹前udc不同，⽽并⽹后i
grid
*
=0时的
空载实验波形。实验参数与仿真时相同。图4a，b为
uo和igrid波形。由图可见，在uo中含有udc，⽽i
grid
*
=0
时，igrid并不为零，⽽是⼀个与uo呈90°相位差的三
⾓波，从⽽使得igrid的THD很⼤。图4a中igrid的
THD=18%，图4b中igrid的THD=39%。图4c，d⽰出
满载下uo与电容脉动ΔuC1，ΔuC2的实验波形。由上
到下为ΔuC1，ΔuC2，uo和io波形。功率分析仪读得图4c 中udc=247mV，⽽ΔuC1=ΔuC2=4.8V。图4d中udc=6V。
⽽ΔuC1=ΔuC2=12V。实验结果说明，udc对ΔuC1，ΔuC2 有很⼤影响。
4结论
对于并⽹逆变器，在并⽹开关合上的瞬间，如果
输出电压中有很⼤的直流分量，则会在逆变器与电
⽹之间出现很⼤的冲击电流，影响了进⽹电流
THD。此外，输出电压中的直流分量还会影响双
Buck电路中输⼊分压电容电压的偏差。作为并⽹逆
变器，为了获得好的输出波形，保证电路的安全，要
求输出电压中不含直流分量。
参考⽂献
[1]B K Bose.Energy Environment and Advances in Power Electronics[J]. Power Electron，2000，15 （3）：688～701.
[2]陈东华，谢少军.电流型半桥逆变器的研究———直流分
移动语音短信压电容不均压问题[J].电⼯技术学报，2003，19（4）：85～88.
[3]姚志垒，王赞.⼀种新的逆变器并⽹控制策略的研究[J].中国电机⼯程学报，2006，26（18）：61～64.
[4]Jun Liu，Yanguang Yan.A Novel Hysteresis Current Con- trolled Dual Buck Half Bridge Inverter[A].Conf.Rec.IEEE PESC’03[C].June 2003，1615～1620.
[5]洪峰，刘军.滞环电流控制型双Buck逆变器[J].电⼯
mp3复读机技术学报，2004，19（8）：73～77.
图4实验波形
并⽹逆变器输出电压直流分量的研究
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