⾼频逆变器前级、后级电路的设计（从原理上了解逆变）⾼频逆变器前级、后级电路的设计 （从原理上了解逆变）
⼀、⾼频逆变器前级电路的设计
逆变器前级电路⼀般采⽤推挽结构，开环和闭环的问题。供分析的电路如下？
01、闭环前级变压器匝数⽐的设计
逆变器前级⽆论是开环还是闭环只是变压器的匝⽐和反馈环路的参数不同⽽已。⽐如需要设计⼀个输⼊12V，变化范围为10.5-15V，输出电压为交流 220V50HZ 的⾼频修正⽅波逆变器。如果前级采⽤闭环结构，12V 升压后直流电压稳定在 270V 空压机管道⽐较好，这样为了使输⼊ 10.5V 时还能输出 270V，则变压器的变⽐⼤约为(270+2VD)(10.5-VDS)D，其中 VD 为⾼压整流管压降，VDS 为前级 MOS 管的压降，D 为最⼤占空⽐。计算出来的结果⼤约是28。
特别注意的是当前级⼯作在闭环状态时，⽐如输⼊电压⽐较⾼的话，D1,D3 正端整流出来的脉冲的峰值将超过 270V，占空⽐⼩于1需要 L1,C11 平滑滤波，所以 L1 不能省略，还要⾜够⼤，否则 MOS 管发热损耗⼤。
具体计算可根据正激类开关电源输出滤波电感的计算。
02、准开环前级变压器匝数⽐的设计it运维系统详细设计
实际中的逆变器前级往往省略 L1，从电路上看还是闭环稳压，电压也是通过 R1 进⾏反馈，从上⾯闭环稳压的计算中可以看出，为了保持输出的稳压，变压器的变⽐设计的⽐较⼤。
逆变器前后级都稳压当然⽐较好，但也可以只是后级稳压，后级稳压在 AC220V，我们可以把前级直流⾼压设计在最低
220V，此时占空⽐为 50%。如果前级直流⾼压⼤于 220V ，可以⾃动把占空⽐调⼩些，这样输出交流电也稳定在 220V 了。⽤这种⽅式的话我们的变压器变⽐可以按照输⼊ 10.5V 时输出 220V 设计，计算结果变⽐⼤约是22。
这样输⼊ 10.5-15V 变换时，前级⾼压的变动范围⼤约是
220-320V。
如果 L1 直接短路，R1 去掉，这样就是⼀个纯开环的电路，只是有于变压器漏感尖峰的存在，在逆变器空载时，前级输出的直流⾼压会虚⾼，对⾼压滤波电容和后级⾼压 MOS 管的安全不利。
可以也接上 R1 做⼀个浅闭环反馈，限制空载⾼压在
320V，超过 320V 时，占空⽐会被控制到很⼩，这样⾼压滤波电容和后级⾼压 MOS 管的安全得到了保证，空载电流也减⼩了。前级这样设计的话，只要带很⼩的负载，前级占空⽐⽴刻拉到最⼤，前级直流⾼压降到 320V 以下。
在正弦⽐逆变器的前级电路中也可以这样设计，对于输⼊12V 输出 220V 的逆变器来说可以把变压器的变⽐设计在32
左右，这样前级直流⾼压的变化范围⼤约在 320-420V，通过改变后级 SPWM 的调制度也可以保证后级输出 220V 电压的稳定。
⼆、⾼频逆变器后级电路的设计
后级电路的基本功能就是把前级升压的⾼压直流电逆变成交流电。从结构来说全桥结构⽤得最多。
以单相正弦波逆变器的后级电路为例讲解，部分电路如下图：
1. ⽶勒电容对⾼压 MOS 管安全的影响及其解决办法
半桥驱动器推动全桥 MOS ⾮常不稳定，经常莫名奇妙地炸管，往往在低压试验时好好的，母线电压⼀调⾼就炸了，这确实是个令⼈⾮常头疼的问题。 先来分析⼀下 MOS 管 GD 结电容，也叫⽶勒电容对半桥上
下两管开关的影响。供分析的电路如下：
四氯化硅水解
隐框窗图中 C1,C2 分别是 Q1,Q2 的 GD 结电容，左边上下两个波形分别是 Q1,Q2 的栅极驱动波形。我们先从 t1-t2 死区时刻开始分析，从图中可以看出这段时间为死区时间，也就是说这段时间内两管都不导通，半桥中点电压为母线电压的⼀半，也就是说C1,C2 充电也是母线电压的⼀半。
当驱动信号运⾏到 t2 时刻时，Q1 的栅极变为⾼电平，Q1 开始导通，半桥中点的电位急剧上升，C2 通过母线电压充电，
充电电流通过驱动电阻 Rg 和驱动电路放电管 Q4，这个充电电流会在驱动电阻 Rg 和驱动电路放电管 Q4 上产⽣⼀个⽑刺电压，请看图中 t2 时刻那条红⾊的竖线。
如果这个⽑刺电压的幅值超过了 Q2 的开启电压 Qth，半桥的上下两管就共通了。
有时候上下两管轻微共通并不⼀定会炸管，但会造成功率管发热，在母线上⽤⽰波器观察也会看到很明显的⼲扰⽑刺。
只有共通⽐较严重的时候才会炸管。还有⼀个特性就是母线电压越⾼⽑刺电压也越⾼，也越会引起炸管。
知道了⽑刺电压产⽣的原理，就很容易解决这个问题了，主要有三种解决办法：
1）采⽤栅极有源钳位电路。可以在 MOS 管的栅极直接⽤⼀个低阻的 MOS 管下拉，让它在死区时导通；
2）采⽤ RC 或 RCD 吸收电路；
3）栅极加负压关断，这是效果最好的办法，它可以通过电平平移使⽑刺电压平移到源极电平以下，但电路⽐较复杂。
2. 半桥驱动器应⽤中需要注意的问题
半桥驱动器具有功耗⼩，电路简单，开关速度快等优点，⼴泛应⽤于逆变器的全桥驱动中。对于封装的半桥驱动器在正弦波逆变器的应⽤中主要要注意以下⼏点：
1)、13脚的逻辑地和2脚的驱动地在布线时要分开来⾛，逻辑地⼀般要接到 5V 滤波电容的负端，再到⾼压滤波电容的负
端，驱动地⼀般要接到 12-15V 驱动电源的滤波电容的负端，再到两个低端⾼压 MOS 管中较远的那个 MOS 的源极。如下图：
2) 、在正弦波逆变器中因为载波的频率较⾼，母线电压也较⾼，⾃举⼆极管要使⽤⾼频⾼压的⼆极管。
因为载波占空⽐接近 100%，⾃举电容的容量要按照基波计算，⼀般需要取到 47-100uF，最好并⼀个⼩的⾼频电容。
人脸识别医疗3. 正弦波逆变器 LC 滤波器参数的计算
要准确计算正弦波逆变器滤波器的参数确实是件繁琐的事，近似的简便计算⽅法，在实际的检验中也证明是可⾏的。滤波电感和正激类的开关电源的输出滤波电感类似，脉宽是变化的，滤
波后的电压是正弦波不是直流电压。如果在半个正弦周期内按电感纹波电流最⼤的⼀点来计算我想是可⾏的。
以输出 1000W220V 正弦波逆变器为例进⾏滤波器的参数的计算，先引⼊以下⼏个物理量：
Udc：输⼊逆变 H 桥的电压，变化范围约为 320V-420V；
Uo：输出电压，0-311V 变化，有效值为 220V；
D：SPWM 载波的占空⽐，是按正弦规律不断变化的；
fsw：SPWM 的开关频率，以 20kHz 为例；
Io：输出电流，电感的峰值电流约为 1.4 Io；
Ton：开关管的导通时间，实际是按正弦规律不断变化；
L：LC 滤波器所需的电感量；
R：逆变器的负载电阻。于是有：
（1）L=( Udc- Uo) Ton/(1.4Io)；
（2）D= Uo/ Udc；
（3）Ton=D/ fsw= Uo/（Udc* fsw）；
（4）Io=Uo/R。
综合(1),(3),(4)有：
L=（Udc- Uo)* Uo/(1.4 Io* Udc*fsw)=R(1-Uo/Udc)/(1.4 fsw)。
例如，⼀台输出功率1000W 的逆变器，假设最⼩负载为满载的15%则：
R=220*220/(1000*15%)=323Ω。
平面音响从 L= R(1-Uo/Udc)/(1.4 fsw) 可以看出，Uo=Udc 的瞬间L=0，不需要电感；Uo 越⼩需要的 L 越⼤可以折中取当
Uo=0.5Udc 时的 L=323*(1-0.5)/(1.4 *20000)=5.8 mH。
这个值是按照输出 15% Io 时电感电流依然连续计算的，所以⽐较⼤，可以根据逆变器的最⼩负载修正，如最⼩负载是半载500W，L 只要 1.7 mH 了。
确定了滤波电感我们就可以确定滤波电容 C 了，滤波电容C 的确定相对就⽐较容易，基本就按滤波器的截⽌频率为基波的5-10倍计算就可以了。其计算公式为：
f= 1/ 2p；
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