www.jzdq
Abstract :A photovoltaic (PV )grid ⁃connected microinverter suitable for a single PV module and the topological structure mainly consists of interleaved flyback converter ,full ⁃bridge inversion circuit and LC filter circuit.The working principle and realization conditions of flyback converter is analyzed ;the digital signal controller is adopted to realize soft switching control of the interleaved flyback inverter ,reduce the switching loss of power devices and improve the conversion efficiency of electrical
energy of inverter ;the improved perturbation and observation (P &O )method based on variable step size is employed to resolve the conflict between tracking velocity and control precision.The prototype test is conducted to verify that the single ⁃stage grid ⁃connected PV microinverter has the following advantages :small volume ,low output harmonic content ,high power density and good electromagnetic compatibility (EMC ),etc.
Key words :distributed generation ;PV module ;PV grid ⁃connected inverter ;flyback converter ;full ⁃bridge inversion circuit ;LC filter circuit ;digital signal controller ;maximum power point tracking (MPPT )
摘
要：设计一种适用于单个光伏组件的光伏并
网微型逆变器，拓扑结构主要包括交错并联反激变换器、全桥反转电路和LC 滤波电路。分析反激逆变器的工作原理和实现条件；采用数字信号控制器实现交 错并联反激逆变器的软开关控制，可减小功率器件开关损耗，提高逆变器电能转换效率；改进的变步长扰动观察法，解决跟踪速度与控制精度之间的矛盾。通过样机实验验证设计的单级式光伏并网微型逆变器具有体积小、输出谐波含量低、功率密度高和电磁兼容性好等优点。 关键词：分布式发电；光伏组件；光伏并网逆变器；反激变换器；全桥反转电路;LC 滤波电路；数字信号控制器；最大功率点跟踪
中图分类号:TM464
文献标识码:A
doi :10.3969/j.issn.1003-8493.2018.10.009
0引言
随着传统能源的日益枯竭，环境污染的加剧，促进了新能源的快速发展，其中光伏发电是新能源应用领域的重要形式之一[1]。
传统的组串式光伏发电系统是由多个光伏组件构
成的光伏阵列产生高压直流电，再经过光伏并网逆变器转换为交流电并入电网，当部分光伏组件被遮挡时，会引起光伏组件的热斑效应，降低整个光伏发电系统的效率，并且这种逆变器体积较大，还要为系统散热增加风扇[2,3]。分布式光伏并网发电是每块光伏组件连接一个光伏并网微型逆变器组成的光伏发电系统，独立的最大功率点跟踪可降低由于光伏组件和逆
Design of Single ⁃phase Photovoltaic Grid ⁃connected Microinverter
JI Deming (Zhejiang Envertech (Shanghai )Corporation Limited ,Shanghai 201100,China )
REN Yifeng LI Xin (School of Electrical and Control Engineering ,
North University of China ,Taiyuan 030051,China )
汲德明(浙江恩沃新能源科技(上海)有限公司，上海市201100)任一峰
李昕(中北大学电气与控制工程学院，太原市
030051)
单相光伏并网微型逆变器设计
*：中北大学研究生科技立项项目，项目名称：非隔离双向充放电储能装置设计，项目编号:20171473。
作者信息
汲德明，男，浙江恩沃新能源科技(上海)有限公司，工程师。任一峰，男，中北大学电气与控制工程学院，教授，副院长。李昕，男，中北大学电气与控制工程学院。
*
*
www.jzdq.
cn
BUILDING
ELECTRICITY
图1光伏并网逆变器拓扑结构
Fig.1
Topological structure of PV grid ⁃connected inverter
变器功率不匹配而产生的功率损耗，采用单级交错并联反激变换器减小了变压器和滤波器的体积，适合在建筑物屋顶建立小型光伏发电系统[4,5]。
反激变换器具有开关器件较少、控制方式简单、
体积小和成本低等优点，在中小功率的开关电源中得到广泛应用，因此反激变换器适用于小功率的光伏并网微型逆变器[6,7]。采用数字信号控制器(Digital Signal Control ,DSC )结合软件锁相环(Soft Pha
se Locked Loop ,SPLL )技术可将电网电压钳位，当反 激变换器工作在断续电流模式(Discontinuous Current Mode ,DCM )或临界电流模式(Boundary Current Mode ,BCM )时，光伏并网逆变器呈现电流源特性，向电网输送电能，这种电流开环控制方式能进一步减小逆变器的体积和降低硬件电路成本，成为当前光伏并网微型逆变器研究的热点之一[8]。 以NXP 公司的32位浮点型DSC 为控制核心,
设计了一套额定功率为300W 的光伏并网微型逆变器，最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking ,MPPT )算法和SPLL 均由DSC 实现。通过MPPT 可计算逆变器并网功率的基准值;SPLL 可实现逆变器输出电流对电网电压幅值和电角度的跟踪；根据并网功率、电网电压幅值和电角度，由DSC 进行实时运算，可得到反激变换器功率开关管的开关周期和占空比，从而实现逆变器并网功率的控制。最后通过样机试验证明本文设计的光伏并网微型逆变器符合GB /T 30427-2013《并网光伏发电专用逆变器技术要求和试验方法》的并网标准[15]。
1系统拓扑结构和控制策略
1.1拓扑结构
本文设计的光伏并网微型逆变器拓扑结构如图1所示。其中,PV 为光伏组件,C in 为解耦电容,N P1、N
S1及N P2、N S2分别为反激变压器T 1和T 2的初级、次级绕组,Q 1、Q 2分别为T 1、T 2的主开关管,D 1、D 2及C 1、C 2分别为交错并联反激变换器的输出端整流二极管和滤波电容,QS 1、QS 2、QS 3和QS 4组成了全桥反转电路,L f 和C f 组成了LC 滤波电路,AC 为电网。光伏电池板经过铝电解电容滤波后将直流电送给交错反激变换器，输出包络线为正弦半波的“馒头波”，经过整流二极管并滤波后为平滑的正弦半波,
再送往工频的全桥反转电路，经过LC 滤波电路后转换为与电网同频同相的正弦交流电。
反激变换器输出的峰值功率等于并网逆变器输出的峰值功率，将反激变换器采用交错并联方式能成倍减小变压器的峰值功率，从而减小变压器的体积和磁芯损耗[9,
10]
。这种拓扑还能使变压器次级等效开关频率成倍
提高，减小了滤波器的体积和输出电流的高频纹波[11]。1.2系统控制原理
为了提高功率密度、减小变压器体积，将两个相位相差180°的反激变换器1和反激变换器2进行交错并联，在高频PWM 驱动信号下交错导通[11]。反激变换器主开关管Q 1、Q 2的开关频率与占空比是由检测到的反激变压器初级输入电压和次级输出电压、初级输入电流和次级输出电流经过模数转换为数字
信号由DSC 再结合MPPT 算法得到。
紧急切断装置
交错并网反激式光伏并网微型逆变器主要工作波形如图2所示。反激变换器次级输出电压是包络线为正弦半波的高频“馒头波”U S ，经过整流二极管D 和滤波电路以后输出为平滑的正弦半波U D ，再送往由QS 1~QS 4组成的全桥反转电路，由互补的电网电压工频PWM
波
将正弦半波反转为正弦波，最后经过LC 滤波器后，即可得到符合并网要求的工频正
图2光伏并网逆变器的关键波形Fig.2Key waveform of PV grid ⁃
connected inverter
www.jzdq
图3光伏组件输出功率P 与占空比D
Fig.3
Output power P and duty cycle D of PV module
弦交流电流I G 。其中，全桥反转电路的4个开关管为MOSFET 管，当检测到的电网电压为正时,QS 1/QS 3导通，当电网电压为负时,QS 2/QS 4导通，由于MOSFET
管的导通与关
断仅在电网电压换向时进行,
因此QS 1~QS 4的开关损耗很小。1.3逆变器控制算法分析
逆变器输出电流峰值和电网电压峰值分别用I OP 和U ac 表示，则逆变器输出峰值功率P OP 的表达式为:
P OP =I OP ·U ac
(1)
设光伏组件输出电压为U PV ，电网电压角频率为
ωG ，由于光伏并网逆变器的输出电流与电网电压同频同相，因此光伏并网逆变器的瞬时输出功率P OUT 可表示为:
P OUT =P OP ·sin 2ωG
(2)
由于光伏并网逆变器是一个向电网做功的电流
源，因此逆变器选择工作在临界电流模式(BCM )，故必须满足如下两个条件:①反激变压器的励磁时间和去磁时间之和等于开关周期T S ;②在每个开关周期内，反激变换器输出的平均功率P average 需满足
式(2)的逆变器瞬时输出功率:
P average =
T s 0
∫
P OUT d t (3)
设反激变压器的MOS 开关管占空比为D ，电网电压为U G ，反激变压器初级和次级的匝数比n =N P /
N S 。则在临界电流模式(BCM )的第①条件下以及反激变压器的伏秒平衡可得:
T s ·D ·U PV =U G n ·(1-D )·T s
(4)对式(4)进行转换，可得占空比D 的表达式:
D =
U G
n ·U PV +U G
(5)
设L P 为反激变压器初级绕组电感量，则在每个开关周期内反激变压器初级电流峰值I SP 可表示为:
I SP =U PV L P
·D ·T s (6)
在每个开关周期内，单路反激变换器的能量转换表达式为:
屋面拉条12L P ·I SP 2=P OP 2
·sin 2ωG ·T s (7)本文设计的光伏逆变器由两路交错反激变换器构
成，因此逆变器输入和输出能量表达式为:
L P ·I SP 2
=P OP ·sin 2ωG ·T s
(8)由式(6)和式(8)可得开关周期T s 表达式为:T s =L P ·P OP ·
sin ωG
U PV ·D
(
)
2
(9)
2最大功率点跟踪算法
光伏组件与反激变换器之间使用MPPT 算法能将光伏组件输出功率维持在最大功率点，使光伏发电系统高效地实现光与电的转换[12,
13]
。扰动观察法是一
种控制策略，简单高效，易于在工程中实现软件编写，适用于非恶劣环境下的MPPT 算法[14]。但是传统的扰动观察法存在跟踪速度与控制精度之间的矛盾，本文提出一种改进型变步长扰动观察法，其控制思想是将步长设定在一定范围内，不仅能防止步长过小影响跟踪速度，还能防止步长过大影响控制精度。变步长扰动观察法选择在距离最大功率点较远时增加电压扰动；在距离最大功率点较近的区域，减小电压的扰动。光伏组件输出功率P 与反激变换器主开关管的占空比D 关系如图3所示。
由图3可知,|d P /d D |的取值会随着接近最大功率点而减小，可得实时步长为:
d (k +1)=ε|ΔP |
d (k )
(10)
式中:d (k +1)———D 的调整步长;
ε———灵敏度系数。
由式(10)可知，当ΔP 较小时，扰动步长会减小；当ΔP 较大时，扰动步长会增大。由此可以较快地实现最大功率点跟踪，改进后的扰动观察法解决了上述矛盾。ε反映了控制精度,ε越大时控制精度越高,ε取值应根据当前系统的需求选取。
www.jzdq.
cn
BUILDING
ELECTRICITY
图4变步长扰动观察法流程图
Fig.4Flow chart of P &O method based
on variable step size
变步长扰动观察法算法流程图如图4所示。首先，检测当前光伏电池输出电压U (k )和输出电流I (k )，计算得出输出功率P (k )，与前一时刻的输出功率P (k -1)比较得功率差值ΔP =P (k )-P (k -1)。当ΔP >0时，继续当前扰动方向；当ΔP <0时，改变当前扰动方向。最后调整步长和扰动方向，直到P (k )=P (k -1)，则认为系统跟踪到最大功率点。其中,θ为设定的振荡阈值;flag 是一个取±1的符号位，以此确定占空比D 的扰动方向。
3硬件电路设计
3.1输入解耦电容设计
由于光伏组件输出电压和输出电流呈非线性，电压纹波较大时会影响MPPT 效率。光伏组件纹波电压较大时，系统将远离最大功率点处，因此需要在输入端加解耦电容，以减小光伏组件的电压纹波，实现最大功率利用率。纹波电压U ripple 表达式:
U ripple =2P MPP ·(K PV -1)3αU MPP +β
√
(11)其中:
α=d 2I MPP
2d U MPP伺服缸
2
(12)
β=d I MPP d U MPP -d 2
I MPP d U MPP
2
·U MPP
(13)
式中:α、β———二阶泰勒多项式系数;
K PV ———MPP 效率因数为0.98,P MPP 、U MPP
和I MPP 分别为最大功率处的输出功率、电压和电流。
3.2反激变压器设计
反激变压器初级电压值应小于主开关管Q 漏源极耐压值，并且需要留有一定裕量，可得变压器匝数比n 的表达式:
n =
U GP
U P V ·min ·(
1-D max
D max
)
(14)
上式中电网尖峰电压U GP ≈311V ，光伏组件最
小输出电压U P V ·min =19V 。反激变压器初级和次级匝数比越小，开关管的占空比越大，相应的次级在初级的反射电压也会越高，因此折中选择最大占空比D max =0.75。在留出裕量的情况下，计算得反激变压器匝数比n ≈6。
3.3反激变换器开关管选取
反激变压器初级绕组最大反射电压U reflected :U reflected =U GP
n
(15)
碱性水机当变压器满载时，假设漏感尖峰电压为U leakage ,
逆变器输入端最大电压U P V ·max ，可得反激变压器主多媒体教学讲台
开关Q 1(或Q 2)的最大击穿电压U ds 计算公式:
U ds =U P V ·max +U leakage +U reflected
(16)
全桥反转电路中应考虑额定功率、电网尖峰电压和温升对MOS 管造成的影响，另外尖峰电流也应该考虑。为保证系统稳定运行，还需要留有足够裕量。
4实验验证
基于以上理论分析，搭建一台额定功率300W 的光伏并网逆变器样机。逆变器输入电压36V ，解耦电容为4个并联的2200μF 电解电容，反激变换器开关管为耐压150V 的BSC190N15NS ，变压器初级激磁电感为3.8μH ，漏感为0.
2μH ，开关频率范围为100kHz ~300kHz ，次级整流二极管为C4D0212OA ，全桥反转电路MOS 管为耐压800V 的SPB17N80C3，滤波电感L f 为3mH 的共模电感，滤
www.jzdq
图5反激变换器驱动波形Fig.5Driving waveform of
flyback inverter
图6反激变换器输出波形Fig.6Output waveform of
flyback inverter
图7放大后的“馒头波”波形
Fig.7The enlarged wave of “steamed bread wave ”
图8逆变器输出电流和
电网电压波形Fig.8Waveforms of output current of inverter
and grid voltage
波电容C f 为3.3
μF ，电网电
压为220V ，电网电压频率为50Hz 。
图5为系统控制核心DSC 输出的两路PWM 驱动波形，用来驱动反激变换器的主开关管；图6是反激变
压器次级输出电压的“馒头波”，以及经过整流二极管和滤波电路以后，反激变换器输出的正弦半波，可看出正弦半波是“馒头波”的包络线；图7是“馒头波”经过放大以后的波形；图8为光伏并网逆变器输出电流和电网电压波形，可见并网电流I G 的波形十分平滑，且与电网电压U G 呈现同频同相状态。通过多次实验，测得该样机并网电流谐波总含量THD ≤3%,
完全符合国家规定的低于5%的并网标准。经过测试，当输入直流电压40V 时，本文设计的光伏并网微型逆变器最大平均电能转换效率可高达95.35%。5结语
基于理论分析和样机实验，本文设计的单相光伏并网微型逆变器单级转换效率高、体积小、成本低、控制简单、稳定可靠，还具有高频电气隔离特性。逆变器输出的并网电流THD 含量较低，能为电网输送高质量的电能。因此本文设计的光伏并网微型逆变器能够广泛适用于建筑物屋顶搭建的小型光伏发电系统。
[1]
张兴，曹仁贤.
太阳能光伏并网发电及其逆变控
制[M ].北京：机械工业出版社,2010.[2]汲德明.交错并联反激式光伏并网微型逆变器设计[D ].
太原：中北大学,2017.[3]
王志彬.光伏微逆变器和优化器的研究[D ].
扬州：扬州大学,2013.
[4]
刘鉴民.
太阳能利用原理·技术·工程[M ].
北京：电子工业出版社,2010.
[5]
Shimizu T ,Wada K .
Flyback ⁃type single ⁃phase
utility interactive inverter with power pulsation decoupling on the DC input for an AC photovoltaic module system [J ].IEEE Transactions on Power Electronics ,2006,21(5):
1264-1272.
[6]高海凌.
并网型光伏级联微逆变系统研究[D ].上海：上海电机学院,2016.[7]Do H L.
A soft ⁃switching DC /DC converter
with high voltage gain [J ].
IEEE Transactions on Power
五方通话系统Electronics ,2010,25(5):1193-1200.
[8]
张锦吉，王小彬，毛行奎.交错反激微功率光伏
并网逆变器的设计[J ].电力电子技术,2013,47(4):43-45.
[9]
古俊银，吴红飞，陈国成，等.
软开关交错反激光伏并网逆变[J ].中国电机工程学报,2011,36(1):
40-45.
[10]吴红飞，古俊银，张君君，等.
高效率高增益
Boost ⁃Flyback 直流变换器[J ].中国电机工程学报,2011,
31(24):40-45.
[11]
张丽，方宇，赵齐齐，等.有源钳位反激式
光伏并网微逆变器的效率分析[J ].电测与仪表,2015,
52(2):43-48.
[12]赵庚申，王庆章，许盛之.最大功率点跟踪原
理与实现方法的研究[J ].太阳能学报,2006,27(10):
997-1001.[13]
Esram T ,Chapman P L .
Comparison
of
photovoltaic
array
maximum
power point tracking
techniques [J ].IEEE Transactions on Energy Conversion ,
2007,22(2):439-449.
[14]吴理博，赵争鸣，刘建政，等.
单级式光伏并
网逆变系统中的最大功率点跟踪算法稳定性研究[J ].中国
电机工程学报,2006,26(6):73-77.
[15]
合肥阳光电源有限公司，北京市计科能源新技
术开发公司，北京鉴衡认证中心，等.GB /T 30427-2013并网光伏发电专用逆变器技术要求和试验方法[S ].北京:
中国标准出版社,2014.
2018-03-20来稿2018-08-22修回
豫公网安备41160202000603
站长QQ:729038198
关于我们
投诉建议