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【摘 要】利用电力电子技术与脉冲功率技术设计了一台纳秒级高压脉冲电源。电源低压部分采用电力电子技术中的BUCK电路与串联谐振电路，高压部分采用脉冲功率技术中的磁脉冲压缩（MPC）网络与半导体断路开关（SOS）。对高压脉冲电源的整体设计作了阐述，介绍了可饱和变压器与磁开关、晶闸管、半导体断路开关的参数设计。利用PSPICE软件和泰克示波器两种方式对所设计的电源进行了仿真和试验。试验测得在输出负载上产生了一个峰值高达50kV、半高宽为120ns的负极性脉冲。 【期刊名称】《电器与能效管理技术》
【年(卷),期】2016(000)008
【总页数】6页(P63-68)砂洗
【关键词】电力电子技术;脉冲功率技术;纳秒级高压脉冲电源;磁脉冲压缩;半导体断路开关;PSPICE软件
【作 者】张晗
【作者单位】南方电网超高压输电公司检修试验中心,广东广州510663
【正文语种】中 文
【中图分类】TM910.2
水位电极脉冲电源可应用于等离子体物理、强脉冲X射线技术、高频脉冲焊接、核医疗 γ 照像机高功率激光、大功率微波、电磁脉冲、电爆炸、闪击航空和航天器的模拟等，范围极其广泛。
近年来,随着半导体开关技术的发展,逐步实现了开关技术的大功率、耐高压、大电流驱动等优点,实现了脉冲电源的高电压峰值与窄脉冲宽度[1-8];磁脉冲压缩技术从工作电压、峰值电流、重复频率、使用寿命等方面有效地克服了火花隙开关、IGBT、闸流管、晶闸管等大功率开关性能的不足给脉冲功率系统带来的限制。近年来，以非晶态合金、铁基纳米晶为代表的新一代高频软磁材料的出现，打破了磁开关在高重复率脉冲功率系统中应用的限制,且最近出现的一种新颖电路解决了磁芯复位这一难题,使得磁开关能够达到更高的重复频率[9-
16]。
因此,本文结合电力电子技术和脉冲功率技术,设计了一台纳秒级高压脉冲电源。首先利用电力电子技术中的整流、逆变、串联谐振等原理设计了一台串联谐振电源,然后利用磁脉冲压缩(MPC)技术与半导体断路开关(SOS)技术将脉冲升压和整形,最终得到一个纳秒级的高压脉冲电源。
本文所设计电源主要包括低压和高压两部分。低压部分为直流串联谐振电源,为高压部分提供初始能量;而高压部分则将能量储存,并将能量脉冲成型,生成高压脉冲波形。
1.1 低压部分的设计
电源低压部分总体框图如图1所示。BUCK变换器的作用是得到一个连续可调的直流电压,再经串联谐振电路、高频变压器和二次整流滤波，可以得到一个输出线性可调的直流电压。该输出电压0～1 500 V可调,输出频率0～200 Hz可调,作为高压部分的初始供能单元。
1.2 高压部分的设计
高压脉冲电源高压部分原理图如图2所示。为便于分析,省略电源低压部分,并假定主储能电容已充满电。
图2主要由两级磁脉冲压缩系统与SOS(半导体断路开关)系统组成。当给晶闸管VT一个触发脉冲使其导通,主储能电容C1通过L1与可饱和变压器T1给并联的C2和C3充电；当T1饱和后,电感骤降,电容C2与T1二次侧发生谐振；当C2两端电压达到反向峰值时,磁开关MS饱和,C2和C3串联起来通过可饱和变压器T2给C4充电,充电电流为SOS提供正向电流；C4充满电后,T2达到饱和,其二次侧电感急速下降,于是C4开始通过T2二次侧及SOS放电,此时SOS流过反向电流,就会产生SOS效应,在负载R上产生一个ns级的高压脉冲。网带窑
1.2.1 晶闸管
晶闸管在电源系统中也起着不可或缺的作用,必须依据电路参数来选择正确的型号。晶闸管VT在导通前,前级直流电源经过电感L1和变压器T1二次侧给主储能电容C1充满电。在适当的时候,给VT一个触发脉冲使其导通,于是电容C1迅速通过充电电感L1及变压器T1给电容C2及C3充电。可得回路放电峰值电流：
式中: C2′——电容C2和C3折算到变压器一次侧的电容值;
UC1——初始储能电容C1两端的电压。
本文设计中,晶闸管工作的最大频率为200 Hz,故回路通态平均电流ia：
本文选用Y38KAC系列的600 A/1 400 V晶闸管可满足要求,并反并联一个Y38ZKC系列的800 A/1 400 V二极管来续流。晶闸管额定通态平均电流IT(AV)=600 A,断态重复峰值电压与反向重复峰值电压UDRM=URRM=1 400 V,断态重复峰值电流IDRM=4 mA,反向重复峰值电流IRRM=5 mA,门极触发电压UGT与电流IGT分别为1.5 V、200 mA,维持电流IH=72 mA,电路换向关断时间tq=6 μs,断态电压临界上升率du/dt=1 000 V/μs,通态电流临界上升率di/dt=600 A/μs。反并联续流二极管参数:正向平均电流IF(AV)=800 A,正向压降UF=1.14 V,反向重复峰值电压URRM=1 400 V,反向重复峰值电流IRRM=3 mA,反向恢复时间trr=3.9 s。
由于晶闸管在实际应用中一般只承受换向过电压,没有关断过电压问题,关断时也没有较大的du/dt,因此一般采用RC吸收电路即可。通过实测晶闸管两端的电压降,本文选取吸收电容0.5 μF,吸收电阻10 Ω,可达到比较好的效果。
1.2.2 磁脉冲压缩系统
磁脉冲压缩系统所采用的磁芯材料应具有高饱和磁感应强度、高矩形比、高磁导率,因此,本文将选择铁基纳米晶带材作为可饱和变压器及磁开关材料。
(1) T1设计。环形磁芯的伏秒积方程式
∫Udt=NSΔB
式中： U——电感两端承受的电压;
N——线圈匝数;
S——磁芯的截面积;
ΔB——磁芯磁感应强度变化量。
电容C2、C3电压达到最大值的时间：
可饱和变压器T1一次侧两端电压：
将式(5)代入式(3),并根据厂家提供的磁芯相关参数,可得变压器T1一次侧匝数NT1=2.2,采用
两块ONL-1308050磁芯叠加,考虑到其他因素对可饱和变压器充电过程的影响,从而一次侧匝数为1,二次侧为20。
(2) MS设计。根据相关文献,饱和电感L的饱和电抗可由其磁芯材料与几何尺寸来决定:数据库探针
式中: μ0——真空磁导率,其值为4π×10-7Wb/(A·m);
磁芯饱和时的相对磁导率;
S、L——磁芯的有效截面积和磁路长度;
N——电感的绕线匝数。
变压器T1二次侧饱和以后,其二次侧电感急剧下降,并与电容C2形成回路,从而两者能量得到交换,电容C2两端电压极性得到翻转。取饱和相对磁导率=1.2,可求得变压器T1二次侧饱和电感：
从而可以得到电容C2电压极性翻转的时间：
可以得到电容C2、C3两端电压为
磁开关MS两端的电压：
式中: n1——变压器T1的变比。
将式(10)代入式(3),可得磁开关匝数NMS≈36,考虑到可饱和变压器T1、T2等对充电的影响,本文中设计磁开关的匝数为26匝。采用2块ONH-644020磁芯叠加使用,绕线匝数为13匝。
(3) T2设计。磁开关MS饱和后的电感值：
于是可得到电容C4两端电压达到最大值的时间:
从而可饱和变压器T2一次侧两端电压:
式中: C4′——电容C4折算到变压器T2一次侧的电容值;
氮化铝烧结炉U2(t)——电容C2达到反向峰值时C2与C3两端电压的叠加。
将式(13)代入式(3),可得变压器T2一次侧匝数NT2=2.06,使用1块ONL-1308050的磁芯,一次侧匝数为2,二次侧匝数为10。
1.2.3 SOS系统
本系统中的SOS不仅起着升压的作用,同时也能将脉冲进一步压缩,因而其选型也较为关键。本文选用的硅堆型号为2CLG60 kV/5.0 A-100 ns,其反向重复峰值电压URRM为60 kV；正向平均整流电流IO为5 A；最大正向浪涌电流IFSM为100 A；最大正向峰值电压UFM为120 V；最大直流反向电流IR在Ta=25 ℃时为10 μA，在Ta=100 ℃时为=75 μA；最大反向恢复时间Trr为100 ns。选取5个此类型号的硅堆并联可满足要求,硅堆两端用较厚的铜片固定。
2.1 充电部分与晶闸管
电源低压部分先给主储能电容C1充满电,晶闸管VT此时导通,C1便可开始向后级传送能量。低压部分可以直接用一个恒定直流源代替;晶闸管触发源的产生也较复杂,需要用到KJ004与KJ041等触发芯片,只需用ANL_MISC库中的延时开关元件Sw_tClose来模拟。
建立模型如图3所示(后面部分省略)。其中U1为用来替代充电电源的恒流源,S1和S2分别为Sw-tOpen和Sw-tClose开关,只需将S1参数中的tOpen设置为5 μs,S2中的tClose设置为10 μ
s,其他参数默认。代表直流源U1预先向主储能电容C1充电5 μs(充电时间设置得较长来保证充满电),然后断开S1,直至10 μs时刻关闭S2,此时C1开始向后级传送能量。
2.2 可饱和变压器和磁开关
可饱和变压器和磁开关的磁芯均为非线性磁芯,磁芯内部由于磁滞特性发生着复杂的磁化和饱和过程,必须为其建立精确的模型。
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