第34卷第2期石家庄铁道大学学报(自然科学版)Vol.34No2 2021年6月Journal of Shijiazhuang Tiedao University(Natural Science Edition)j un.2o21
袁路涛，王硕禾，张冰华
(石家庄铁道大学电气与电子工程学院，河北石家庄050043)
摘要：在传统的电力动车组车载隔离型单相逆变器中，为逆变电路提供直流输入的隔离型升压DC/DC变换器采用的是脉冲宽度调制(PWM)的移相全桥变换器，存在开关损耗大、转换效率低的缺点。针对上述问题，提出了在车载单相逆变器DC/DC升压电源中采用全桥LLC谐振软开关技术的方法。首先，对全桥LLC变换器进行建模，分析其工作原理和参数设计方法；其次，通过Matlab/Simuink仿真验证了理论参数的可行性；最后，按照设计参数制作了1台2.5kW的采用脉冲频率调制(PFM)的全桥LLC谐振变换器的实验样机。实验结果表明，样机额定输入电压为DC110V,LLC谐振变换器的输出电压可恒定保持在DC400V，可以为后级的逆变电路提供稳定的直流输入，开关管在全负载范围内实现了零电压导通(ZVS)，有效提高了隔离型升压电源的效率％关键词：LLC谐振变换器；零电压开关；隔离型单相逆变器 中图分类号：TM46文献标志码:A文章编号：2095-0373(2021)02-0093-07铜绿微囊藻
近年来，中国铁路总公司着力打造新一代高速动车组平台，研发更安全、更环保、更节能的新一代复兴号动车组。车载单相逆变器作为列车辅助供电系统的重要组成部分，为列车旅客日常用电需求提供了保障。在车载单相逆变器中，首先通过隔离型DC/DC变换器将来自于列车上110V母线(应急备用电源来自110V蓄电池)的直流电升至DC400V，为后级的单相全桥逆变电路提供必要的电压条件。
LLC型的隔离型DC/DC变换器一般采用脉冲频率调制(PFM)，由于其可以实现逆变网络开关管的软开关从而提高变换器转换效率得到了广泛应用。目前研究热点集中在LLC谐振变换器在宽直流电压范围输入时的应用，对此问题解决方案的研究主要集中在3个方面：一是在LLC谐振变换器的前级加入boost电路进行稳压1，此种方案较为简单但增加了设计成本；二是改变控制策略，如采用变频控制与移相控制的组合式控制策略2，增加了控制的复杂性；三是对其拓扑进行调整，如采用双谐振腔结合逆变单元全桥半桥切换的方案3，设计更为复杂。
传统的动车组隔离型DC/DC变换器的设计由于要考虑到使用110V鎳镉蓄电池组作为备用电源时77〜137V宽电压放电范围，采用LLC结构时过宽的调频工作范围使得其磁性元件难以设计，因此过去动车组单相逆变器中的隔离型DC/DC升压电源一般选用较为简单的采用脉宽调制(PWM)的移相全桥硬开关拓扑⑷，存在开关损耗大、转换效率低的缺点。近年来，为了实现动车组蓄电池组的轻量化、无污染和长寿命，锂电池开始作为动车组辅助备用蓄电池投入使用，110V锂电池的放电电压范围为100〜120 V，其较窄的电压输入范围使得LLC谐振技术能够在隔离型DC/DC升压变换器通过优化设计得以
应用。综上，本文提出了将车载单相逆变器中隔离型DC/DC升压拓扑采用脉冲频率调制(PFM)的LLC谐振变换器的改进策略，通过实现开关管的软开关从而提升隔离型DC/DC变换器的转换效率。
1LLC谐振变换器的建模与工作模态分析
1.1LLC谐振变换器电路结构
图1为全桥LLC谐振变换器主电路拓扑结构，LLC谐振变换器由全桥逆变电路、谐振腔、高频变压
收稿日期：2020-05-27责任编辑：车轩玉DOI：10.13319/jki sjztddxxbzrb.20200066
基金项目：天津市科技计划项目(19YFZGQY00040)石家庄市科技服务能力提升计划项目(209060561A)
作者简介：袁路涛(1995—)，男，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动。E-mal：95102612@qq
袁路涛，王硕禾，张冰华.LLC谐振技术在动车组单相逆变器中的应用研究)].石家庄铁道大学学报(自然科学版)，2021,34(2)：9398,26.
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石家庄铁道大学学报(自然科学版)第34卷
器、全桥整流电路、低通滤波器和负载组成4个功率开关管S 〜3构成开关网络，开关管驱动占空比固 定为50% ，互补导通产生高频方波电压，谐振腔由谐振电
G 、谐振电感O 和励磁电感O 组成，其中
电 ‘
起到隔直的作用4个 极管D1〜u 构成全桥 :
电路，电容G 为低通滤波器,@o 为阻性负载。变换
i
开 的开 ，调整输出电压的大才、⑸。
基波 (FHA )计算简
能较为清晰地表达谐
振变换器的
海藻苏打水特性「6* ，在工程设计中得到广
用基波分析法对全桥LLC 换
，得
到变换器的交流等 如图2所示。
中，@ = 8e 2@。/'2, e 为变压
。为了便于分
析，在
换器中的参 如下定义特征阻抗
乙二^L JC ；；电感比K 二L m/L r ；品质因数Q = Z $I R '；
图1全桥LLC 谐振变换器电路拓扑结构图
图2全桥LLC 谐振变换器交流等效模型
归一化频率h = f s /f r 。得出LLC 谐振变换器的等效电路直流增益M 为
M(K , Q , h )二
1
1 +
1
)]
+ Q 2(h
(1 )
由于LLC 谐振变换器的工作状态与谐振网络输入阻抗特性有关，根据图2的变换器等效模型，可以得到
络的输 阻抗
1
S n 二 J 3<?L $ + 十 @-e q //]+sL m
(2)
J +sS
对公式谐振网络的输入阻抗进行归一化处理后，得出
Q * — S in 二 K 2Qh 2 hK 1-h 2\ 小Z(K ，Q ，h )二石二 r+K w+Hr+K w — h )
⑶
令Z(K , Q , h )虚部为零，即Z 为纯阻性时,，
换器工作于感性区的最大品质因数
qk ，“T
K TqF K i 2
再将Q(K*带入式(1)，得到感性区与容性区分界线
, * 二
槡1 + K - K*
⑸
1. 3 LLC 谐振变换器工作模式分析
腔内有2个
，当变压器向副 能量时, 电感和 电 ，此时 [频率为力；变压
向副 能量时，谐振电感、励磁电感和 电容共 ,,
为几2个 1
的表达式为「9*
取K = 3时，绘制直流增益曲线，其绘制感性区与容 性 线如图3中实线所示。它把增益曲线分为了 2 个 (
工作区域1 ，谐振腔呈容性状态，谐振腔输入电压滞后
于谐振电流，此时变换 实现开关管的ZVS ，电路损
大，在设计中应禁止让变换器工作在此 。工 :
2，电 腔 性 ，谐振腔输入电压超
电
开 实 ZVS 设 中 让 换 工 在此
4
208642
11 11 11皂韬
翌垢M
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0
归一化频率!
图3 LLC 谐振变换器工作区域划分(K =3
)
第2期袁路涛等：LLC 谐振技术在动车组单相逆变器中的应用研究
95
1
2兀槡 + L ” )C ”
在上一节已经分析了要实现开关管的软开关，LLC 换器必须工作在感性状态。在感性状态下变换 照开 的开
九分为3个工
，分别为<f s 3f r + f " = f $和f ">f $( LLC
谐振变换器不同工
工作波形如图4所示。
・ T"/2
-"2 .』T $=l/f
S 1,S #S 2,S 3
::
卜Jh
(d 1,d 4
n
________J
J "2T $=l/f
TJ2
(必#时 # (嗽5"时
图4全桥LLC 谐振变换器不同模态下工作波形图
双挂调法1.4 LLC 谐振变换器的开关网络损耗模型
由于全桥LLC 实 开 的零电压导通，所以其原边开关管的损耗只包括驱动损耗、通态损
耗、关断损耗，没有开通损耗。以下计算公式为，〜S 4 4个开关管的总损耗。
驱动
P l = o X !'u gs i g dt = O Q es U es f" (8)
式中，Q "、—分别为开关管的驱动电荷、驱动电压。
通态损耗
P 2 = 2 l L _rms R "
( 9 )
式中，Srms 为谐振电流的有效值；为开关管的导通电阻。
关断损耗
式中i ”/为励磁电流的最大值；t f 为开关管的关断时间；C 为开关管两端等效输岀电容。
2全桥LLC 谐振变换器参数设计
全桥LLC 谐振变换器基础设计参数如表1所示(
表1全桥LLC 谐振变换器基础参数
额定输电压UJV
输 电压范围U in min 〜U n m 瘁/V 额定输电压U o/V
额定输
P o/W A/kHz
网上冲印系统110
100 〜120
4002500
100
2.1变压器变比设计
令变换器在额定电压DC 110 V 输入时变换器工作在谐振频率处，此时直流网络的增益M 为1,LLC
换
。
96石家庄铁道大学学报（自然科学版）第34卷
式中，U f为整流管导通压降，这里取\=2V，求得变压器变比为e=0.274。
2.2电感比&值的选取
（1）绘制LLC谐振变换器在品质因数Q值固定、电K取时直流增益M随归一化频h变化的曲线如图5所示。从图5，因Q确定时，电K越小，直流增益曲线越陡范围越大，实现宽范围输入和工!率范围）10*，开和磁性元件损耗。但另一方面，在定即电定时，电
K越小，意味着励磁电感也就越小，流过它的电：越大，励磁电感的会大大增加。综述K取宜过大，换器合理的工作频率范围定。
•°^
-0^
-0
3
2
2
1
1
0.20.40.60.81.01.21.41.61.82.0
归一化频率#
5电感比&不同时的直流增益曲线图（+=0.5）图
在换器设定一个最大工f a-120kHz，以确保变换器工作在一个相对较小的工范围内。变换器工作在最大工时，此时变换器对应的直流增益）11］，求得
式中，归一化频率h max=1.2；最小直流增益M e）二\in/\in-max-0.917，带入求得K-3（
2.3品质因数+值的选取
3）绘制LLC谐振变换器在K值固定、品质因数Q取不同数值时直流增益M随归一化频率h的曲线如图6所示°从图6，当归h为1即开等时，变换器的直流增益M Q，恒为1；在增益曲线上的最大增
益点的归h与Q，即Q 值越大，增益曲线的最大增益点的变换器工［率越大。所以在因数Q取值时，只需选的Q值的最大直流增益大换输入电压和满载时所需要的最大增益值「12*，即换器在全负载范围增益的。同时点需要考虑，即在增益的Q值中，Q值越小，变换器的工范围越大，过大的工范围换性元件的设计（
4
2
8
6
4
2
11
11
11多西紫杉醇说明书
N
韬
毀
垢M
0.20.40.60.81.01.21.41.61.82.0
归一化频率#
图6品质因数+不同时的直流增益曲线图（&=3）
综上所述，选增益的最大值（
变换器在最小输入电压且满载工作时，变换器直流增益最大，此时对应的Q值为
式中，最大直流增益M m aB=U in/U in—Ein=1・1，为了保证获得最大增益，一般在计算得出的品质因数Q的基础上保留5%左右的的裕量，即最终品质因数取95%Q=0.85o
2.4谐振腔参数计算
在确定换的电感比K和品质因数Q后，就可以开始谐振腔参数的计算了。
电容G为
C=——1——=-----1（14）
$2'f$乙2fQR q'丿谐振电感L$为
第2期袁路涛等：LLC 谐振技术在动车组单相逆变器中的应用研究97
L $ = S = @ (15)
励磁电感L q 为
L ” = KL $
(16)
3 基于Matlab/Simulink 的仿真分析
完成变换器参数计算后，根据所得的数据在Matlab/Simulink 中搭建仿真模型，其中谐振腔参数L $ =
5. 27 %H,L ” - 15. 80 %H,C ” =480. 85 nF，采用基于滤波电容电压采样的单电压环控制)13*，经过PI 控制器的
调节,
生器产生驱动 控制开
的 。在110 V 输 载时的电路工作波形如图7所示。
,000
0 51±</7煖#凱<；床A g
田#星零*凱<；床煖
#粤率热敏电阻测温电路
极$
1/
-*一* 一 一-
o o o o o o O 642 246--- 煖
tf w ®
"%
4 3 3
5
20
图7额定电压110 V 输入满载时 作波形
根据图7中波形可以看到，开关管漏源极电压U "在开 电流上升前就已经变为零，实现了开关管 的零电压导通。
电感上的电流V l $、励磁电感上的电流V ”、整流管D 、0上的电流与之前理论 ：
的工作波形一致。此外，在输入电压 载发生 时， 开 的调整，均能使输岀电压U o
保持在额定输岀400 V，满足设 。证 设计参数的合理性。
4实验平台搭建与实验结果分析
为了验证以上的理论分析与仿真实验的分析是否正确，设计了一台实验样机，输入电压U " = 100〜
120 V，额定功率P o = 2 500 W 。控制器采用TI 公司的TMS320F 28069 DSP ，逆变网络开关管选用In fieon 公司的型号为 IRPF 4668(U D ss = 200 V ,R OS = 80 m4 , V d - 130 A)的 MOSFET，驱动芯片选用 IX- DN 609SI ，整流管选择CREE 公司的型号为C3D16060D(U rrm = 600 V , V f = 22 A)的碳化硅肖特基二极
管。变压 2个EE 60变压 并 串 ，参考仿真时的参数，样机中 电 L $ =
5.7 %H ，励磁电感L m = 15.8 %H ，谐振电容C ” = 480 nF ，变换器谐振频率f $设为100 kHz 。
图8、图9是变换器在额定电压110 V 输入满载时的工作波形,MOSFET 漏源极电压 U 在驱动电压 U
为零，实 MOSFET 的零电压导通，在 载 实现MOSFET 的零电压
导通，谐振电流波形与 仿真 基本一致，输岀电压稳定在DC 400 V
。
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