董招辉;单长虹;陈文光
【摘 要】本文介绍的双向DC-DC变换电路采用非隔离Buck-Boost电路作为主电路,运用同步整流技术,以STM32F103ZET6单片机为控制核心,利用软件补偿网络、数字校准技术以及PID控制算法使得系统控制精度高.电池充放电模式效率高且可自动切换.整个系统结构简明,人机界面友好,运行稳定可靠. 【期刊名称】《电气电子教学学报》
【年(卷),期】2017(039)003
【总页数】4页(P114-117)
【关键词】DC-DC;同步整流;STM32F103ZET6
【作 者】董招辉;单长虹;陈文光
【作者单位】南华大学 电气工程学院, 湖南 衡阳 421001;南华大学 电气工程学院, 湖南 衡阳 421001;南华大学 电气工程学院, 湖南 衡阳 421001
【正文语种】中 文
【中图分类】TM46
2015年全国大学生电子设计竞赛的A题要求设计一个双向DC-DC变换电路用于对5节18650锂电池串联电路进行充放电。即要求实现两个功能：一是电能从右边直流供电电源经变换器向左边锂电池组以I1恒流充电；二是电能从左边锂电池组经变换器向右边负载以恒压U2(=30 V)放电。放电电流可调，并在左端电压U1=24 V时能够触发保护功能。同时要求高效率及质量小(小于500 g)，有精度要求，能够测量并显示电流。电池的充放电功能可由按键设定，两种功能间可自动转换。 1.1 主电路拓扑的选择
方案1：采用隔离的双向全桥DC-DC变换器
用移相软开关控制方式实现桥臂的零电压开关，对功率器件的电流/电压的应力小，适用于高压、大功率场合。主要优点为控制方法较为简单，且可以通过引入有源钳位电路、无源谐振电路和饱和电感使全部功率开关管均工作在软开关状态；缺点为环流能量较大，且由于主要使用变压器漏感传递能量，降低了变换器效率，增加了功率变压器的设计成本。 方案2：采用非隔离双向Buck-Boost DC-DC变换器
该拓扑结构简单、可靠性高、易于控制、所用器件少、重量轻、体积小，用MOSFET代替传统的二极管整流，减少了导通损耗和整流损耗，无论是工作在Buck状态还是Boost状态，均能获得很高的效率。
综合考虑，采用方案2。
1.2 控制方案论证与选择
方案1：采用软开关谐振技术
利用变换器中元器件间的谐振来实现开关管的零电压开关，减少开关噪声和开关损耗，系
统效率高。但此方法增加了辅助开关管和谐振电感，使设备体积变大，重量增加，且易受其杂散电容的影响，较难控制。
方案2：采用同步整流技术
用可控MOSFET代替传统的二极管整流，减少导通损耗与整流损耗，有效地提高了系统效率。且单片机只需产生两路互补的PWM控制信号，易于控制和系统的调试。但开关频率不宜过高，否则会产生较大的开关尖峰，输出电压纹波大。
综合考虑，采用方案2。
1.3 驱动方式的论证与选择
方案1：变压器隔离驱动
通过电-磁-电的变换实现隔离驱动。但变压器不容易制作，参数设计不当会产生振荡，设备体积大，增加了重量。该方案优点是很容易产生相位互补的两路隔离驱动信号，不需要考虑Buck/Boost变换器两个开关管不同驱动电路的悬浮供电问题。
方案2：光耦隔离驱动电路
使用带光耦隔离的驱动电路芯片，输入控制信号与输出驱动信号电路间互相隔离，隔断主电路高电压部分与微处理器的直接连接。该方案电气绝缘能力和抗干扰能力强，可靠性高，操作简单和通用性强。缺点是需要悬浮的自举电源。
方案3：采用MOS管自举型驱动器
该芯片能输出两路独立互补的PWM波，驱动电流达4 A，开关速度快，但驱动回路未与功率板隔离，干扰大。
综合以上三种方案，采用方案2。
根据题目及任务要求，设计的变换电路系统框图如图1所示。采用STM32F103ZET6单片机作为核心控制器，利用内部的集成12位A/D分别对双向DC-DC变换器两端的电流I1和I2以及电压U1和U2进行采样。通过产生两路互补的PWM信号来控制开关管，实现对电池充放电控制以及自动切换、充放电电流的大小控制和过充保护。考虑到系统需要单片机作为辅助，且切换逻辑较为复杂，因此考虑不使用硬件电路输出PWM而使用单片机生成PWM，
采用PID数字闭环控制对电压、电流进行精确的反馈控制，并且测量、切换、控制、显示一体完成，能够大量减少重量，简化系统结构，提高稳定性。
2.1 双向DC-DC主电路设计
主电路采用基于同步整流的非隔离Buck-Boost变换拓扑，选用低导通电阻的N-MOS管(CSD19536KCS)作为开关管，设计的主电路如图2所示。场效应管驱动电路使用TLP250为核心器件，上桥臂需用到自举电路供电，电路如图3所示。
2.2 电流、电压信号测量电路设计
测控电路由电流检测电路(图4(a))、电压检测电路(图4(b))和STM32单片机最小系统组成，具体电路如图4所示。电流检测电路由0.02 Ω的采样电阻和INA282组成。INA282是一款专用电流采样芯片，其增益为50。考虑到单片机A/D的采样范围为0～3.3 V，采样电阻阻值为Rs=20 mΩ，反馈电压为：VIFB=50×Rs×I，满载(2A)时电阻上功耗为80 mW，效率损失很小。
电压检测电路由电阻分压电路和隔离运放AD8552组成。在嵌入式系统的A/D输入端，使用
两个二极管1N4148和3.3 V电源的正极及负极相连接，完成限幅功能，保护输入端免受过压冲击损坏。使用电阻与电容设计低通滤波器进行滤波。
2.3 软件设计
系统的程序由两部分构成：主函数循环和Timer1定时器中断服务程序。程序流程图如图5 所示。
主程序负责人机交互，显示并设定系统的输出参数和状态。Timer1定时器的中断服务函数内，采集系统的输入输出电流和电压，并根据系统当前的状态采取相应的闭环控制。通过PID算法稳定设定的电流值或电压值并分析参数，发现过充后立即停止充电。由于系统采用了软件补偿网络、数字校准技术和PID控制算法进行电压闭环和电流闭环，所以系统灵活性高，控制精确，稳定性好。
3.1 测试仪器
系统测试使用的仪器如表1所示。
3.2 测试方法与测试结果
测试电路如图6所示。
1)基本要求部分
(1)充电模式下，U2=30 V，测试充电电流I1(控制精度)。
测试方法：在1～2 A范围内，按键控制I1以0.01 A步进，并记录I1(实测值)、I10(设定值)于表2中。
结论：电流控制误差低于0.833%。
(2)测试充电电流I1的变化率测试。
测试方法：I1=2 A,U2在24～36 V范围内变化，并记录I1、U2于表3中。
结论：充电电流I1的变化率为0.95%。
(3)测试充电模式效率
测试方法：I1=2 A,U2=30 V，并记录I1、I2、U1、U2。
%%=98.08%
结论：给定条件下的充电模式效率为98.08%。
(4) 电流测量精度测试
测量方法：I1=1～2 A，并记录I1、I10在1～2 A范围内变化，并记录I1、I1(显示)于表4。
结论：电流测量误差低于0.498%。
(5)测试过充保护。
测试方法：I1=2 A，调节滑线变阻器至停止充电，并记录U1。
结论：过充保护阈值为23.8 V，误差为0.2 V。
2)发挥部分
(1)测试放电模式效率
测试方法：断开S1，接通S2，保持U2=30±0.5 V，并记录I1、I2、U1、U2。
%
结论：给定条件下的放电模式效率为96.3%。
(2)测试自动切换模式
测试方法：接通S1、S2，断开S3，Us在32～38 V范围内变化，并记录Us、U2于表5。
结论：双向DC-DC电路能够自动转换工作模式并保持U2误差在±0.2 V内。
(3)测量系统重量
测试方法：用电子秤称重，并记录重量。
结论：双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分的总重量为389 g，满足设计要求。
本系统以STM32F103ZET6单片机为控制核心，设计并制作了双向DC-DC变换电路，其主电路拓扑为同步整流式非隔离Buck-Boost电路，运用到的核心技术为软件补偿网络、数字
校准技术和PID数字闭环控制。系统能量可双向流动，并且具有过充报警功能。充电(Buck)模式转换效率高达98%，电流控制精度高。放电(Boost)模式转换效率高达96.3%。系统能自动转换工作模式并保持U2=30±0.2 V。整个系统经过测试稳定可靠，完成了任务要求的所有功能，各项指标均超出了任务要求。
豫公网安备41160202000603
站长QQ:729038198
关于我们
投诉建议