无电极低压放电灯工作电路

本发明涉及一种低压气体放电灯的工作电路。

低压气体放电灯已经广泛推广使用达几十年之久了，并且有着相当 大量的已公知的该种灯的工作电路。本发明从一个公知的工作电路出发 用来运行一种低压气体放电灯，这种灯带有对其提供高频功率的负载电 路，带有频率发生器用以操作负载电路以及带有一个用以控制频率发生 器的控制电路。

在无电极的低压气体放电灯领域存在着一个重要的技术新发展。用 于点火及维持放电等离子区所必要的电压及功率，无需在灯泡中安装电 极就可输入耦合到放电气体中。这尤其可能通过一个部分包围着灯泡的 闭合的线圈铁芯发生，以此将感应电动势输入耦合到放电气体中。无电 极低压气体放电灯的其它技术细节由同一申请人的专利申请 PCT/EP96/03180得出，其公开内容已被详细地记载在本申请中。

本发明的技术问题的出发点在于，借助于公知的工作电路，新的无 电极低压气体放电灯是不能够运行的。

根据本发明的工作电路，其特征在于：配置一种用于无电极低压气 体放电灯的电路，它具有一个自由振荡的邻近谐振点工作的线路系统， 该系统包括带有灯的负载电路以及控制电路。

该自由振荡地并接近于谐振频率工作的电路，与常规电路相比，尤 其是与那种带有频率发生器的集成控制电路相比较，能够实现一种基本 上“较软性”的工作方式。这意味着，尤其是控制电路的电压和电流时 间特征曲线基本上接近于工作频率基波振荡的正弦波形。

这种“较软性”的工作方式导致明显的线路的低损耗。尤其是涉及 频率发生器或者线路元件的线路损耗，但也涉及线圈铁芯中的磁化损 耗。此外，较少的谐波含量对于电磁相容性是有好处的。更确切地说， 一方面关系到进入供电电网的杂散波，另一方面如果不使用屏蔽罩，也 关系到无传输线的辐射。

上述近谐振点工作的优点，在下述事实方面显得格外重要，按照本 发明的新电路尤其是主要为灯的较高频率的点火及持续工作时设计 的，而常规公知电路的频率约为20至50kHz。当高频功率电感输入耦 合到放电中时，从较高频率得出正比于各自频率的电感电压。这一点是 特别重要的，因为通过电极的删除就不再需要通常的措施。借助于降低 电子逸出功的电极涂层或者电极的预热，通过电子发射可以引起足够的 予电离。该予电离导致显著地降低了引燃等离子体的临界场强。

该升高的工作频率优选为高于70kHz，最好超过200kHz。这里说 的是多个工作频率，因为通常一方面由于点火运行和正常运行之间的差 别以及另一方面还通过下述情况的频率变化，即，在外部或内部的放电 参数变化的情况下当温度变化时能够产生工作频率的变化。

为了取得必要的较高工作频率，代替常规使用的双极型功率晶体 管，现在可以使用较快速的晶体管，如场效应晶体管，尤其是MOS FET 用作频率发生器中那个或那些线路元件。为了保持晶体管损耗在可被接 受的范围之内，需使双极型晶体管工作在饱和区内，由此产生以双极型 元件为特征的带有相对长的复合相的载流子存储。复合相或存储时间能 够阻碍频率升高。

此缺点可以通过场效应晶体管来避免，但是这需要一个明显较高的 电压电平来控制(大约在MOS-FET情况下的4V，对比于硅双极型 晶体管情况下的0.7V)。此外，由于缺乏单极型晶体管可觉察的载流 子存储，该电压电平在整个所需导通期间必须要保持。按照本发明的进 一步发展，由此产生必要的栅极电压，即采用一个电压高出量，该高出 量是由振荡电路的接近谐振点的激励产生的，用来控制场效应晶体管的 栅极。对于必需超出栅极电压的电压时间长度，可以通过谐振电压的振 幅来调节，因为在两个过零点之间，接近正弦波的电压振荡，在较高振 幅时以比较长时间大于栅极电压的阈值。

本发明的另一种构成是在控制电路中使用带有铁氧体磁芯的变压 器，它能够激励提供所述栅极控制电压的振荡电路。事实证明，在非饱 和区域驱动变压器磁芯是重要的，目的是避免栅极正弦电压的畸变及不 希望的损耗。这种畸变会妨碍按照本发明线路系统的“软性”，也就是 说影响接近正弦波的工作方式。此外，它也可能导致不利的栅极控制电 压的畸变，这种畸变能够影响接通脉冲的持续时间。尤其是由于随同饱 和而来的电感下降会在过零点之间出现不希望的“尖的”电压波形，其 会传递到栅极控制电压上。

栅极正弦波控制的另一优点是直接在晶体管断开之前有很小的栅 极电荷，也就是说有少量能量被贮存在晶体管中，它会导致漏极电流很 快地下降，从而带来很小的断开损耗。

为了获得一个整体上自由振荡的接近谐振点的线路系统，以有利的 方式将控制线路的能量从负载电路中取出。因为场效应晶体管相对于双 极型晶体管而言，可以要求一个功率较低的电压控制，所以本发明提供 的进一步的构成中，从负载电路取出一个电压，例如通过一个取出灯电 压的电容器。这样做还有这样的优点，因为较高的工作频率，由较强负 荷的变压器铁芯所引起的较临界的损耗问题，以及由此需要的较大铁芯 尺寸的问题，如在通常的饱和电流互感器情况下，整个负载电流流经其 中的初级线圈的问题都没有了。

关于负载电路本身的布线，按照本发明特别提供了一种“串并联” 配置供选择。依此，将一个串联振荡电路同一个与振荡电路一部分并联 的支路相组合，一个用高频功率加负荷给灯的线圈位于其中。在点火前 该并联部分衰减少许，并且串联电路为了产生必要的点火电压能够为少 许衰减的串联振荡电路提供明显的谐振电压高出量。该点火电压从并联 部分中抽取，并且感应地输入耦合到放电中去。点火后串联振荡电路通 过等离子体放电的转换电阻而大大地衰减了，并且以一种有利的方式用 于灯内的限流(重要的是由于低压气体放电灯的负微分电阻的作用)。

在串联振荡电路中的限流线圈，通常被称作灯扼流圈，在并接灯线 圈的运行状态下，基本上是按照高频并联的。首先，如果附加地限流线 圈的电感小于灯线圈的电感，则会导致明显减少灯线圈电感波动对所述 串并联电路等效电感的影响，以及因此对串并联配置的谐振频率的影 响。

这种性能的优越性是，因为例如灯线圈铁芯的温度变动，由于外界 温度的变动以及来自灯的升温等变动，会很大地影响到磁性能，(初始 磁导率及增量磁导率)以及由此影响到灯线圈的电感。所造成的频率失 调首先可能导致在固定频率控制情况下的运行难题。例如可能出现，当 特别低或者特别高的温度时灯不再能够被点燃，因为该装置的谐振频率 离开发生器的控制频率太远了。通过上述的并联电路效应，借助于限流 线圈，借助于在串联振荡电路中的较小电感将对运行起到反作用。因 而，在灯线圈铁芯中温度起伏的影响也是具有决定性的，因为这里由于 耦合效率与灯扼流圈相反，一种无间隙的铁氧体磁芯，也就是一种具有 尽可能小气隙(在微未范围)的磁芯应当得到应用。

此外或者二者择一的，将整个由负载电路，控制电路和频率发生器 组成的装置配置成，自动地进入“反馈回路”，对负载电路中的频率漂 移起到阻止作用。例如用相当低的灯线圈铁芯温度及由此而很低的电 感，能够导致负载电路谐振频率的升高以及由此而导致按照本发明自由 振荡线路系统的总工作频率的升高。在低压气体放电灯中的与其相关联 的较高电感电压，会导致以这种灯为特征的功率下降和相应的较高放电 电压。功率发生器开关晶体管的栅控制电压振幅的线性升高适应于较高 的放电电压，并导致开关晶体管较长的接通时间。该较长的接通时间会 引起功率发生器工作频率的降低，并由此导致灯功率的相应增加。因而 总的得出一个整个系统自稳定的效果，这是以按照本发明自由振荡的谐 振控制为表征的。

本发明的优点不仅在于具有较高的可靠性，而且线路对参数的波动 具有较小的灵敏性。此外，还可以允许较大的元件公差，可减少费用， 尤其是在灯线圈铁芯方面。

下面描述本发明选的一个实施例。就此附加公开的技术细节也能够 以个别的或者以任意组合的方式都是具有发明实质性的。

其中：

图1表示实施例的线路图；

图2表示为了更好地理解实施例工作方式的图解的时间过程图。

图1表示按照本发明的工作电路，它作为用于无电极低压气体放电 灯的电子稳流装置的一部分。在左边的线路输入端，具有一个整流过的 供给电压Uo，其向一个存储电解电容器C0充电，由此为具有两个MOS -FET开关元件TO和TU和中间抽头MP的一个“D类”半桥式频 率发生器馈电。该发生器驱动一个串并联负载电路，位于中间抽头和负 供电支路(接地)之间的隔直流电容，或确切地说高频耦合电容CK， 限流及串联振荡电路线圈(灯扼流圈)L2，串联电路谐振电容CR和 与之并联的带有耦合磁芯的灯线圈L1，以及作为在耦合磁芯处连接无 电极低压气体放电灯E的电路功率输出端，而且是按照列举的和图示的 顺序进行。

灯线圈电压或者说谐振电容器电压U1(负的供电支路接地)被“D 类”半桥式频率发生器的控制电路的耦合电容Ci截取，并且由一个在 线性B-H场内，亦即远离饱和区工作的变压器馈电，该变压器带有 铁氧体磁芯TR，初级线圈LP及两个次级线圈LS。在线路图中的黑点 是相应于变压器TR线圈各自的绕组始端。可以看出次级线圈是反向连 接的。该变压器激励两个谐振回路，它们各由线圈LS及MOS-FET TO 或TU的总栅极电容CG所组成。栅极电容是晶体管特有的，这种特有 来自于工艺的和物理的效果，并且主要包括静态输入电容Ciss以及动态 可变的栅极和漏极间的密勒(Miller)电容。

为了对带有电容器Ci及线圈LP的控制电路的抽头支路调谐，与线 圈LP并联设置了一个调谐电容CP；同样用于MOS-FET栅极控制 的振荡电路包括并联于线圈LS的调谐电容器CS。这些调谐电容器都 小于栅电容，并且仅仅用于微调栅极谐振频率，上述的这一些将对其他 所述的电容和电感的选用起决定性作用。

为了改善开关性能，尤其是断路损耗使用图示的电阻RG，耗尽型 晶体管T1及二极管D3。在灯点燃期间，反极性串联的保护齐纳二极管 Z限制MOS-FET的栅电压。此外，线路图还包括一个频率发生器的 常规起动电路，该发生器是采用由元件R1，C1，D2及D1(DIAC 二端交流开关)所构成的锯齿波发生器形式，其在以工作频率起动之后 被二极管D2熄灭。电阻RS用于在上述锯齿波发生器起动功率发生器 之前，预先给出中间抽头MP一个确定的电位(正供电电位)。

电容器CT是公知的“梯形电容器”，并且当改变MOS-FET的 TO及TU的开关工作状态时，用于限制中间抽头MP电位突变的陡度。

本线路布置重要的是正确的调谐谐振频率，并从而调谐工作频率。 在负载回路中，由电容CK，CR及电感L2，L1确定一个非阻尼的谐 振频率fR，而在控制电路中，由电容CP，Ci及CS以及动态栅电容 CG(未示出)和电感LP及LS确定总谐振频率fD。工作频率fo(带 有灯放电的衰减和不带有衰减的完全一样)通过振荡系统的耦合在工作 时衰减移动，形成为频率fD和fg的中间值。由于为了本线路和灯的工 作，将灯作为电感负荷来进行工作是必要的，亦即电流是滞后的，所以 频率fD要选择大于频率fR，以便工作频率fo无论如何都高于负载回路 谐振频率。这种情况对于无负载的(点燃前)和有负载的负载回路完全 一样。

为了使线路系统尽可能接近正弦波(“软性”的)的总振荡，力求 达到最佳效率要远超过95％，所以频率fD，fo及fR各自以百分之几相 区分开。如果区别太小，则会有半桥电容性运行的危险，尤其是当功率 发生器起动时，对此不是原本所希望产生的。

依据所力求达到的工作频率，变压器TR的环形铁芯(圆环线圈) 的截面积必须配置成，以使其能够在非饱和区下工作，以及铁芯损耗极 限值尽可能不超过约0.3W/cm3。

负载回路的串并联结构(配置)主要具有下列性能：在点燃之前， 串并联结构主要仅仅通过灯线圈L1的铁芯损耗来衰减，这样使得轻微 负载的谐振回路提供一个非常接近谐振点的及为点火用的超高电压。这 时灯线圈L1中的磁芯损耗，其大约以电压的2.5幂级增长，基本上起 限制作用。此时发生器表现为被监控的电压源。在超过灯的点火电压之 后，负载回路(连同L1)的并联部分借助于通过线圈L1转换的等离子 体放电有效电阻被加负荷(R1＝N2·RE)，工作频率升高，并且电 感L2起到限流的灯扼流圈的作用，这样就使得发生器又表现为受控制 的电流源。一个稳定的工作是以下述条件为前提的，即：发生器电流源 (通过L2确定的)的总交流电阻总是大于灯特性曲线的负微分电阻。

图2示出了频率发生器在中间抽头的电压UMP，负载回路电流IL2， 及下部的(n-沟)MUS FET TU的栅电压Ugate的时间过程曲线图。 中间抽头MP处的电位交替地处于正的和负的供电支路上。此外，决定 性的是，出现了由并联于两个MOS FET的梯形电容器CT确定的过渡 时间tT。这如同众所周知的那样，一方面是为了改善电磁兼容性而设 置，另一方面为了减小开关损耗：一个很快上升的漏—源—电压可能要 与非任意快地下降的漏极电流相交叠(“Cross Over”)，由此构成断 开损耗功率。梯形电容器的这两种功能，在按照本发明线路提高工作频 率情况下是很重要的，这些电容器也可以由起类似作用的其它线路变型 来代替。

MOS FET的线路状态，其包含一个内在的体二极管，首先是由在 最下面的曲线可认出的状态构成，其中栅电压位于MOS FET阈电压 UTHR以下，其次是由在阈电压UTHR之上的状态构成，其中晶体管是导 通的。在此时间范围内负载回路电流IL2单调地递增(随着由负载回路 阻抗所确定的时间常数)。但是由于本配置的谐振滤波作用使包含在其 中的谐波具有非常强的相对衰减，以致于在图2中所示的电流正弦基波 基本上占优势。

通过MOS FET的电流在刚才所述的状态之前，亦即在到达阈电压 UTHR之前，通过所谓的MOS FET的“体二极管”的相反方向电流建立。 由此产生了在中部曲线图示的时间在先的和方向相反的电流，其对于下 面的和上面的晶体管而言，分别用IDU及IDO来图示。在开启的沟道情 况下，晶体管本身的电流分别以ITU及ITO来图示。

当转换期间tT，在梯形电容器和晶体管输出电容Coss内流动的是 总体上接近正弦波电流的“缺少的那段”。

本线路功能作用的主要性在于：晶体管的沟道是导通的，亦即在负 载电流IL2改变符号之前，已经达到阈电压UTHR，因为体二极管将阻断 在过零点之后符号反转的电流。

本线路当良好的配置时，适用于外界温度由-35℃至+50℃，元 件温度适用于-35℃和+125℃之间，能够在已整流的供电电压50V 和450V之间工作，并且设计功率为20W和1000W之间。工作频率位 于100kHz和3MHz之间。所给出的数值均符合所进行的实验结果，但 绝不可理解为对本发明的限制。

在图示实施例中仅仅示出了在灯线圈L1和灯E之间的铁氧体耦合 元件(线圈环形磁芯)。在很高的灯功率(500W～1000W)情况下， 可能出现点火问题，并且在大的或者其它方面难以解决的放电几何结构 情况下，可能出现均匀性问题。在这样的情况下，采用多个铁氧体耦合 元件，亦即多个灯线圈是具有意义的。当然也可以想象为好几个灯，它 们由一个功率发生器来馈电。

在多个灯线圈和铁氧体耦合元件情况下，原则上允许有一个串联或 者并联电路。但优选的是并联电路，尤其是在高功率情况下。众所周知 的计算规则适用于电感，电流和电压的计算。耦合元件电感应当尽可能 的相同。

还有灯线圈L1的电感要尽可能的高是很重要的，也就是要减少磁 化电流。对此，必须使用具有高磁导率及不仅初始磁导率而且振幅磁导 率微小变化的铁氧体材料，并且具有最小的空气间隙以及高的磁导性因 数。(首先是磁导率的温度相关性，因为它能够引起开头所述的负载回 路失谐)。

降低铁氧体耦合元件L1的磁化电流对于耦合元件电压U1和耦合元 件电流I1之间的相位角能产生非常有利的影响，如图1所示。当相位 角小的情况下cos大，并且馈入放电的有效功率P1＝U1I1cos就高。 由此可见，对于一定的功率P1，如果相位角位于10°至15°，并由此 cos大于0.95，则电流I1可以减少。较小的电流I1会导致较小的负载 电流IL2；由此所产生的较小电流在整个功率发生器中会导致较低的损 耗和整个系统的较高效率。

应当这样选择耦合元件的磁性材料，即：在所要求的频率范围内， 在所预期的磁芯温度约为100℃～120℃情况下，耦合元件的单位损耗 不会大于60mW/cm3。一个具有高电感但低漏感的闭合磁路对于消除无 线电干扰和减少系统视在功率是有利的。

上述铁氧体单位损耗，在适当选择耦合元件线圈以及输出值U1，I1 及cos的情况下，可以达到很高的能量转换效率为98～99％，就是 说在铁氧体耦合元件中的损耗仅仅是总转换功率的1～2％。