新型电流梯形波变换器

新型电流梯形波变换器

所属技术领域：

本发明涉及开关电源领域，特别是涉及一族新型电流梯形波变换器电路，该电路 在具备主开关管零电压开关、整流开关管零电流关断、整流开关管电压应力低等优点的同 时，其主开关回路电流为梯形电流波，进一步减小了电流有效值，提升了变换器效率。

背景技术

LLC谐振变换器由于电路简单，可实现主开关元件零电压开关，整流管零电流关断 而避免反向恢复损耗，及副边整流管电压应力低等特点，在工业领域得到广泛应用。附图1 所示即为半桥LLC谐振变换器。然而，由于LLC电路是通过谐振电感、谐振电容及变压器激磁 电感谐振来实现各开关器件的软开关，变换器原边及副边电流为近似正弦波，其电流峰值 高，有效值大，大大的增加了变换器主功率器件的电流应力及导通损耗。如果可以保持LLC 电路原有主开关元件零电压开关，整流管零电流关断，及副边整流管电压应力低等特点的 同时，减小主功率回路电流峰值与有效值，则变换器效率可以进一步提高。

本发明从全新的角度提出了一种新型复合变换器，利用辅助电平电路，对原边电 感进行能量的储存与释放，形成梯形电流波，有效的减小了变换器的电流峰值与有效值；同 时，变换器中全部功率开关元件可实现零电压开关，整流管零电流关断而避免反向恢复损 耗，及副边整流管电压应力低等特点。由于电路原副边电流波形均为梯形波电流，定义该新 型复合变换器拓扑电路为梯形波变换器。

发明内容

由电路基本知识可知，对电感元件而言，如需在电感中产生梯形波电流，需要三个 阶段：激磁阶段，正向电压施加在电感两端，使电感电流快速上升；维持阶段，电感两端电压 为零，电感电流维持不变；去磁阶段，电感两端电压为负，使电感电流迅速下降。电感电压电 流关系如附图2所示。

对照LLC电路，以附图1半桥LLC为例，将谐振电容位置替换为辅助电压源Vaux，则 可构成新型复合电路，如附图3所示。其中，输入电压源Vin，原边开关管Q1，Q2，半桥分压电 容C1，C2，辅助电压源Vaux，谐振电感Lr，变压器T1及其激磁电感Lm，副边整流管D1，D2，输出 滤波电容Co，负载Ro可构成梯形波变换器。假定输出电压等于Vin*1/(2*n)，则当副边整流 管导通时，变压器副边电压被钳在输出电压，变压器原边电压为1/2*Vin。

当Q1导通Q2关断时，副边整流二极管D1导通，若此时Vaux电压为负，则Lr两端电压 为Vaux，电感电流线性增加；若此时Vaux电压为零，则Lr两端电压为零，电感电流维持不变； 若此时Vaux电压为正，则Lr两端电压为-Vaux，电感电流线性减小。Q1关断Q2导通时，副边二 极管D2导通，电路进入下半周期，其原理与上半周期相同，不再累述。附图4所示为变换器AB 两点间的电压及电感Lr内的电流波形；可见，在传统LLC谐振变换器电路中，用可控电压源 Vaux替代谐振电容Cr，只需控制Vaux电压幅值、极性及时序，即可在适当时刻在电感Lr内产 生相应激磁、维持与去磁电压，在主功率回路中产生梯形波电流。因此，将LLC谐振变换器 中，将谐振电容Cr用可控电压源Vaux替换，Vaux的电压幅值、极性及时序可进行相应控制变 在变换器主功率回路中产生梯形波电流，此电路即为电流梯形波变换器。

根据以上分析可知，电流阶梯波变换器在形成电流梯形波过程中具备以下三个典 型工作状态：

i.激磁阶段：输入电压源与辅助电压源共同作用，在电路中电感或变压器漏感激 磁两端产生激磁电压，电流线性或非线性增加；

ii.维持阶段：输入电压源与辅助电压源共同作用，在电路中电感或变压器漏感激 磁两端产生零电压，或较小电压，电流维持不变或基本维持不变；

iii.去磁阶段：输入电压源与辅助电压源共同作用，在电路中电感或变压器漏感 激磁两端产生去磁电压，电流线性或非线性减小；

具备以上三个典型工作状态的变化器，其主功率回路中可形成梯形或准梯形电流 波，此类变换器均可定义为电流梯形波变换器。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明专利进一步说明。

图1为半桥式LLC谐振变换器

图2为电感中形成电流梯形波时的电压波形

图3为将半桥式LLC谐振变换器谐振电容Cr替代为辅助电压源Vaux

图4为将半桥式LLC谐振变换器谐振电容Cr替代为辅助电压源Vaux后的谐振电感 Lr上电流及AB两点间电压波形

图5为利用辅助开关管构成的半桥电流梯形波变换器；

图6为带辅助变压器的半桥电流梯形波变换器；

图7为半桥电流梯形波变换器主要波形

图8为利用辅助电容Caux及辅助开关管构成的半桥电流梯形波变换器

图9为利用辅助电容Caux的带辅助变压器的半桥电流梯形波变换器

具体实施方式

由以上分析可知，如果由可控电压源Vaux替代LLC谐振变换器的谐振电容Cr，在适 当时刻对电感Lr进行激磁、维持与去磁，即可在变换器主回路电路中产生梯形波电流，实现 梯形波变化器电路。Vaux的实现形式可多样性，既可以为固定电平电压源，利用开关管进行 激磁、维持与去磁三态的切换，如附图5、附图6所示；也可以为电容，利用电容储能配合辅助 开关管的开通关断对电感Lr进行激磁、维持与去磁，如附图8、附图9所示。同时，此工作原理不仅适用于半桥式LLC谐振变换电路，同样适用于其他隔离与非隔离LLC谐振变换器，实际为一族变化器电路。为方便描述该电路的工作原理，此处仅以半桥电流梯形波变换器为例 进行说明。本专利说明中原理描述仅作为原理说明，不可作为本发明的实现形式及权利范围界定。凡采用辅助电压源或/及辅助开关管实现组合电压波形，构成电流梯形波三个典型 工作状态，实现主回路电流梯形波或近似梯形波的方法、电路、控制方案，均在本专利保护 范围内。

如附图5所示，S1～S4为辅助管，Vaux为辅助电压源，可以是稳定电压源，也可以是 电容。为实现Q1、Q2的软开关，适当选取变压器激磁电感值Lm，Lm与Lr串联工作可为Q1、Q2提 供软开关能量；为便于分析与设计，增加辅助电感Laux；当Q1开通Q2关断时，Laux两端电压 为Vin-1/2Vin＝1/2Vin，Laux电流线性增加，在Q1关断时，Laux电流为正，可为Q1寄生电容 充电、Q2寄生电容放电，实现Q2零电压开通；当Q2开通Q1关断时，Laux两端电压为-1/2Vin， Laux电流线性减小；Q2关断时，Laux电流为负，可为Q2寄生电容充电、Q2寄生电容放电，实现 Q1零电压开通。

为便于理解，附图7给出了电路中主要电压电流波形。以下为各模态的详细分析：

模态0：t0时刻前，Q2、S1、S4开通，Lr电流为零，Q1、Q2中点电压V_M为零，Laux电流 I_Laux为负；

模态1：t0时刻，Q2关断，I_Laux对Q2寄生电容充电，Q1寄生电容放电；

模态2：t1时刻，Q1寄生电容电压为零后，Q1体二极管导通，V_M电压等于Vin，此时 开通Q1为零电压开通。当V_M电压为Vin时，由于S1、S4导通，V_MA电压为负，Vin与Vaux串联， 极性相同，变压器副边二极管D1导通，变压器原边电压为1/2*Vin，Lr两端电压等于Vin+ Vaux-1/2Vin-1/2Vin＝Vaux，Lr电流增加；此模态对应阶梯波激磁阶段。由分析可知，调整 激磁阶段的时间，或调整Vaux电压，对梯形波前沿上升时间进行优化。

模态3：t2时刻，关断S4，Lr与Lm串联对S4寄生电容充电，对S2寄生电容放电；

模态4：t3时刻，S2电容电压放到零，S2体二极管导通，此时开通S2为零电压开通； 当S2寄生电容电压放到零，V_MA电压为零，Lr两端电压等于Vin-1/2Vin-1/2Vin＝0，Lr电流 维持不变；此模态对应阶梯波维持阶段。

模态5：t4时刻，关断S1，Lr与Lm串联对S1寄生电容充电，对S3寄生电容放电；

模态6：t5时刻，S3电容电压放到零，S3体二极管导通，此时开通S3为零电压开通。 此时V_MA电压为正，Vin与Vaux串联，Lr两端电压等于Vin-Vaux-1/2Vin-1/2Vin＝-Vaux，Lr 电流线形减小，此模态对应阶梯波去磁阶段。由分析可知，调整去磁阶段的时间，或调整 Vaux电压，对梯形波前沿上升时间进行优化。

模态7：t6时刻，Lr电流降到零，变压器副边二极管D1零电流关断。由于此时V_AB电 压等于Vin-Vaux-1/2Vin＝1/2Vin-Vaux，变压器原边电压小于1/2Vin，D1与D2均不会导通， 变换器维持在此状态。

模态8：t7时刻，关断Q1，在I_Laux电流为正，对Q1寄生电容充电，对Q2寄生电容放 电。变换器进入下半周期，与上半周期工作模态相同，不再累述。

通过以上分析可知，t0～t1及t6～t7阶段变压器副边电流为零，变换器不传递能 量，利用变换器原边电感储能实现原边主开关管的零电压开关，定义此阶段为换流阶段；t1 ～t6阶段变压器原边及副边电流为梯形波，变换器原边向副边传递能量，定义为功率传递 阶段；可见，该半桥梯形波变换器所有主功率器件电流波形为梯形电流波。同时，变换器原 边开关管Q1、Q2，辅助开光管S1～S4均为零电压开关，副边整流二极管D1、D2为零电流关断， 无反向恢复；D1、D2无电压尖峰，等于两倍输出电压。如副边采用全桥整流电路，则副边整流 开关管上电压应力等于输出电压。

考虑到附图5中辅助开关管S1～S4均为浮动驱动；且出于可靠性考虑，实际电路设 计时四个辅助开关管额定电压需与输入电压相等，不利于实际应用中器件选型与效率优 化，附图6提出了利用辅助变压器实现电流梯形波变换器。相对附图5中所示方案，附图6方 案增加了辅助变压器T2，利用T2实现辅助开关管S1～S4同主回路的隔离，便于实现辅助管 的驱动；同时，通过调整变压器匝比，可调节Vaux电压，减小辅助开关管额定电压，便于优化 设计。附图6方案工作原理与附图5方案相同，不再累述。

在附图5、附图6中，辅助电压源采用了固定电压源Vaux，为稳定电压源，通过控制 辅助开关管S1～S4的通断，实现辅助电压源的电压极性、时序控制，配合输入电压、变压器 反射电压，在谐振电感Lr两端产生激磁、维持、去磁电压，形成电流梯形波。当Vaux为稳定电 压源时，因Vaux电压源电压固定，Lr值在同一设计中相同，故随输出负载变化，激磁与去磁 所需时间会发生变化；负载越重，激磁与去磁所需时间越长，具体设计时应对控制方案进行 调整；通过对激磁与去磁时序的控制，以优化梯形波波形。

辅助电压源也可采用电容，如附图8、附图9所示。当辅助电压源采用电容方案时， 电路设计与控制方法更加灵活。控制方案可采用固定时序法：确定的激磁与去磁时间；当负 载变化时，电容Caux电压随之变化；负载越重，则Caux电压越高，反之，负载越轻，则Caux电 压越低；无须对激磁与去磁时间做调整。也可调节激磁与去磁时间，维持电容电压Vaux基本 不变；负载越重，则激磁与去磁时间越长，反之，负载越轻则激磁与去磁时间越短。此外，采 用电容作为辅助电压源时，电容的Caux选取也可多样化，当Lr与Caux固有谐振频率对应的 时间常数远大于激磁与去磁时间时，Caux上电压在每一周期中变化很小，可认为不变，当作 电压源进行分析，激磁与去磁电流为线性增加或减小；当Lr与Caux的谐振频率对应的时间 常数与激磁与去磁时间相近时，激磁与去磁过程中Lr与Cr谐振工作，Caux上电压在每一周 期中的变化不可忽略，Lr电流谐振上升或下降。此模态下主电路回路电流为近似梯形波。

当电感Lr感值远小于变压器激磁电感Lm时，可忽略Lr对输出电压的影响，电流梯 形波变换器输出电压与输入电压按变压器匝比关系，梯形波变换器可等效为直流变压器。 适当选取Lr与变压器激磁电感Lm的比例，配合相应控制方案，可实现输出电压调节。但仅在 部分条件下可实现梯形电流波，因此在电路设计是要注意优化，将效率最有点设计在主要 工作点下。