一种适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法

1.本发明属于数字通信技术领域，具体涉及一种适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法。

背景技术：

2.随着诸如星链、全球星等低轨宽带卫星互联网建设的兴起，设计适合该通信场景的物理层传输通信体制是研究人员需要踏出的关键一步，相关评估涉及到传输性能、功率效率、抗多普勒频偏能力、星地接口、资源分配、实现复杂度等诸多方面。目前，单载波、单载波频分多址、正交频分复用等都是物理层有竞争力的可选技术，几种体制在不同的评估准则下各有优劣，相关体制关键的物理层接收技术研究都在不断取得进展。
3.其中，作为卫星接入通信中的常用物理层技术，单载波波形具有信号峰均值功率比低、实现简单等优势，基于单载波波形的突发通信体制因在星地传输中被广泛验证而存在很小的技术风险。星地之间的时钟晶振不同源会引起载波频率偏差和采样时钟偏差，引起解调星座信号旋转、眼图闭合等，从而导致信号不能正确接收。作为单载波接收机系统中不可或缺的功能部分，符号定时恢复模块承担着消除采样时钟频率偏差影响的作用，除了传统意义下的性能/复杂度要求，在宽带突发通信场景下，符号定时恢复算法还应当具备并行处理能力、快收敛能力、高收敛精度能力和抗环路定时抖动能力。
4.上述需求都对采样钟符号定时算法设计和并行实现架构提出了新的挑战。算法方面，单载波通信系统中，最为常用的符号定时恢复算法为基于反馈结构的gardner算法、基于前馈结构的order&mery(o&m)平方定时恢复算法和通过联合o&m与gardner算法的并行符号定时恢复算法。gardner算法虽然拥有较高的收敛精度，但是收敛速度较慢，不适用于突发通信；而基于前馈结构的o&m平方定时恢复算法虽然收敛速度快，但收敛精度差，在应用于高阶调制时，性能损失严重；通过联合o&m与gardner算法的并行符号定时恢复算法兼具快收敛和高精度两方面优势，但实现资源占用较多，且需一定时间对环路进行收敛，无法应用于短突发通信系统中。
5.并行处理实现方面，利用fpga的并行实现特点，许多文献分别基于gardner、o&m、barton等定时误差估计算法，提出了新的并行符号定时恢复架构，大幅度提高了符号定时恢复算法的数据吞吐量与收敛精度。然而，目前报道的并行符号定时恢复算法均采用单一的前馈或反馈结构，当仅采用前馈结构时，算法的收敛精度较低，不适用于高阶调制方式；而仅采用反馈结构时，算法需要较多符号进行收敛，而且一般调制阶数越高，所需符号数越多，不适用于突发通信体制。同时有研究表明，通信系统的成型滤波器滚降因子较低时，符号定时恢复算法存在较为严重的自噪声现象，带来定时抖动，恶化系统性能，调制阶数较高时尤为明显。

技术实现要素：

6.为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种适用于低轨卫星互联网
系统的并行符号定时恢复方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
7.本发明提供了一种适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，适用于并行双馈符号定时恢复装置，所述并行符号定时恢复方法包括：
8.s1：对输入的时域信号进行时域定时误差估计，得到所述时域信号的初始的定时频偏值，以用于初始化反馈结构；
9.s2：对所述时域信号进行重叠保留，得到长连续的时域信号；
10.s3：对所述长连续的时域信号进行快速傅里叶变化，得到对应的频域信号，对所述频域信号进行匹配滤波处理，得到一次滤波信号；
11.s4：根据估计得到定时相位误差对所述一次滤波信号进行定时频偏消除处理，得到频偏消除频域信号；
12.s5：对所述频偏消除频域信号进行快速逆傅里叶变化，得到消除采样偏差的时域基带信号；
13.其中，所述反馈结构包括依次连接的预滤波器、频域定时误差估计器、环路滤波器和数控振荡器，所述频偏消除频域信号经过所述反馈结构后得到反馈信号，以用于跟踪消除系统中的残余定时频偏。
14.在本发明的一个实施例中，所述s1之前还包括：
15.s0：对输入的时域信号进行重采样，使其满足4倍的上采样倍数，对重采样后的时域信号进行能量检测，获取突发帧的起始位置，利用帧起始信号对所述并行双馈符号定时恢复装置进行复位。
16.在本发明的一个实施例中，所述s1包括：
17.统计输入的时域信号的个数，直至输入的时域信号的计数值达到预设估计长度后，停止计数；
18.对输入的时域信号进行时域定时误差估计，得到所述时域信号的初始定时频偏值，将输入的时域信号进行延时，使其与所述初始定时频偏值同步输出；
19.其中，每次复位后重新获取输入的时域信号并对其个数进行统计，所述初始定时频偏值拆分为跳点控制信号μ
ff
和定时误差ε
ff
。
20.在本发明的一个实施例中，利用以下公式对输入的时域信号进行时域定时误差估计：
[0021][0022]
式中，ε
t
表示初始的定时频偏值，r0表示初始化定时频偏向量，j表示虚数单位，arg(
·
)表示输入的时域信号的归一化角度，r(k)表示输入的时域信号，k表示第k个信号；m表示上采样倍数，l表示估计长度。
[0023]
在本发明的一个实施例中，所述s2包括：
[0024]
s21：对输入的时域信号进行缓存，将第k个时刻并行输入的n1个数据，与上一时刻保留的n+n1长数据块进行拼接，得到块长为n+2n1的时域连续采样信号dk，
[0025]dk
＝[d
k-1
(n1)
ꢀ…ꢀdk-1
(n+2n
1-1) r
kt
]
t
；
[0026]
式中，dk的初始值为全零向量，rk表示第k个时刻输入的n1个数据；
[0027]
s22：抽取时域连续采样信号dk中的n个数据，实现时域的重叠保留，得到长连续的时域信号xk，
[0028]
xk＝[dk(n1+μk) dk(n1+μk+1)
ꢀ…ꢀdk
(n1+μk+n-1)]
t
；
[0029]
式中，μk表示数控振荡器在第k个时刻输出的跳点控制信号。
[0030]
在本发明的一个实施例中，所述s3包括：
[0031]
s31：对所述长连续的时域信号xk进行快速傅里叶变化，得到对应的频域信号xk；
[0032]
s32：利用频域匹配滤波器对所述频域信号xk进行匹配滤波处理，得到一次滤波信号yk，
[0033][0034]
式中，表示卷积运算，
⊙
表示数量积运算，表示快速傅里叶变化，yk表示对应的时域匹配滤波后的信号，h
mf
表示频域匹配滤波器的有限长时域冲击响应抽头系数，h
mf
表示频域匹配滤波器的有限长频域冲击响应抽头系数。
[0035]
在本发明的一个实施例中，所述s4包括：
[0036]
s41：根据估计得到定时相位误差得到旋转向量s，其中，
[0037][0038][0039]
式中，ε
fb
表示反馈估计误差，估计块序号
[0040]
s42：利用所述旋转向量s对所述一次滤波信号yk进行定时频偏消除处理，得到频偏消除频域信号zk，zk＝yk⊙
s。
[0041]
在本发明的一个实施例中，所述频偏消除频域信号经过所述反馈结构后得到所述反馈信号，包括：
[0042]
步骤1：利用所述预滤波器对所述频偏消除频域信号zk进行预滤波处理得到二次滤波信号pk，pk＝zk⊙hpf
，其中，h
pf
为预滤波器的有限长频域冲击响应抽头系数；
[0043]
步骤2：利用所述频域定时误差估计器对所述二次滤波信号pk进行频域定时误差估计，得到当前定时频偏值εf(m)，
[0044][0045]
式中，rm表示反馈环路中，第m个估计块计算所得定时频偏向量，ak表示定时频偏子向量的时域表达式，cconv(pk,pk')|
n/4
表示向量pk'进行n/4次循环移位后与向量pk进行卷积操作，pk'为pk的共轭；
[0046]
步骤3：利用所述环路滤波器对所述当前定时频偏值εf(m)消除定时抖动，得到消
除抖动后的定时频偏值ε
lf
(m)，
[0047][0048]
式中，k
p
表示环路滤波器的比例因数；ki表示环路滤波器的积分因数；
[0049]
步骤4：利用所述数控振荡器，将所述消除抖动后的定时频偏值ε
lf
(m)，拆分为反馈估计误差ε
fb
(m)和反馈跳点控制信号μ
fb
(m)，所述反馈估计误差ε
fb
(m)和所述反馈跳点控制信号μ
fb
(m)作为所述反馈信号，以用于跟踪消除系统中的残余定时频偏，其中，
[0050]
ε
fb
(m)＝ε
lf
(m)-μ
fb
(m)/2；
[0051][0052]
在本发明的一个实施例中，在所述步骤2包括：
[0053]
对输入所述频域定时误差估计器的二次滤波信号pk进行计数，直至统计输入的二次滤波信号pk的计数值达到预设估计长度后，对所述二次滤波信号pk进行频域定时误差估计，得到当前定时频偏值εf(m)，并将当前计数值清零。
[0054]
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
[0055]
1.本发明的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，基于替代并行接收架构，提出了一种高并行的符号定时恢复算法，适配高带宽场景的通信速率要求，不但在并行结构的反馈环路中首次引入了预滤波器减小低滚降因子引入的定时抖动，且提出了一种低复杂度的频域定时误差估计算法，大幅度降低了引入预滤波器带来的计算开销；
[0056]
2.本发明的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，对于反馈符号定时恢复算法收敛速度慢的问题，针对一般的前导序列段和数据段的导频辅助调制突发帧结构，提出联合前馈与反馈的并行定时误差估计架构：前馈定时误差估计针对采用低阶调制方式的前导序列，达到快速收敛；通过反馈环路满足高阶调制方式数据段的收敛精度要求。
[0057]
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。
附图说明
[0058]
图1是本发明实施例提供的一种适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法的流程图；
[0059]
图2是本发明实施例提供的一种并行双馈符号定时恢复装置的结构框图；
[0060]
图3是在eb/no＝50db情况下输出信号归一化均方误差值对比图；
[0061]
图4是采用本发明的方法在eb/no＝50db情况下的星座图与眼图收敛情况；
[0062]
图5是本发明的方法在16qam、64qam、256qam、64apsk调制下的ber性能图；
[0063]
图6是本发明的方法和未引入预滤波器的符号定时恢复方法，在不同滚降因子下
的ber性能图。
具体实施方式
[0064]
为了进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及具体实施方式，对依据本发明提出的一种适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法进行详细说明。
[0065]
有关本发明的前述及其他技术内容、特点及功效，在以下配合附图的具体实施方式详细说明中即可清楚地呈现。通过具体实施方式的说明，可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效进行更加深入且具体地了解，然而所附附图仅是提供参考与说明之用，并非用来对本发明的技术方案加以限制。
[0066]
实施例一
[0067]
请结合参见图1和图2，图1是本发明实施例提供的一种适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法的流程图；图2是本发明实施例提供的一种并行双馈符号定时恢复装置的结构框图。如图所示，本实施例的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，适用于并行双馈符号定时恢复装置，如图2所示，该并行双馈符号定时恢复装置，包括：时域定时误差估计器、数据块控制器、频域匹配滤波器、定时相位回复器、预滤波器、频域定时误差估计器、环路滤波器和数控振荡器，其中，时域定时误差估计器作为前馈结构，预滤波器、频域定时误差估计器、环路滤波器和数控振荡器组成反馈结构。
[0068]
具体地，该并行符号定时恢复方法包括：
[0069]
s1：对输入的时域信号进行时域定时误差估计，得到时域信号的初始的定时频偏值，以用于初始化反馈结构；
[0070]
具体地，在s1之前还包括：
[0071]
s0：对输入的时域信号进行重采样，使其满足4倍的上采样倍数，对重采样后的时域信号进行能量检测，获取突发帧的起始位置，利用帧起始信号对并行双馈符号定时恢复装置进行复位。
[0072]
在本实施例中，s1包括：
[0073]
统计输入的时域信号的个数，直至输入的时域信号的计数值达到预设估计长度后，停止计数，具体地，当输入的时域信号的计数值达到时域定时误差估计器的估计长度为l时，停止计数。
[0074]
对输入的时域信号进行时域定时误差估计，得到时域信号的初始定时频偏值，将输入的时域信号进行延时，使其与初始定时频偏值同步输出。
[0075]
需要说明的是，在本实施例中，需要保证时域定时误差估计器得到的初始定时频偏值，与第一个时域信号对齐。每次复位后需要重新获取输入的时域信号并对其个数进行统计。
[0076]
具体地，当输入的时域信号满足约为4倍采样率时，时域定时误差估计器得到的初始定时频偏值为：
[0077][0078]
式中，ε
t
表示初始的定时频偏值，arg(
·
)表示输入复信号的归一化角度，r0表示初始化定时频偏向量，j表示虚数单位，r(k)表示输入的时域信号，k表示第k个信号；m表示上采样倍数；l表示估计长度。
[0079]
在实际应用中，估计长度l一般取256或512个符号。
[0080]
对初始定时频偏值ε
t
进行进一步拆分，得到跳点控制信号μ
ff
和定时误差ε
ff
，以用于初始化反馈结构(初步收敛环路)，具体地，跳点控制信号μ
ff
和定时误差ε
ff
表示为：
[0081][0082]
ε
ff
＝ε
t-μ
ff
/2
ꢀꢀ
(3)。
[0083]
s2：对时域信号进行重叠保留，得到长连续的时域信号；
[0084]
具体地，s2包括：
[0085]
s21：对输入的时域信号进行缓存，将第k个时刻并行输入的n1个数据，与上一时刻保留的n+n1长数据块进行拼接，得到块长为n+2n1的时域连续采样信号dk，
[0086]dk
＝[d
k-1
(n1)
ꢀ…ꢀdk-1
(n+2n
1-1) r
kt
]
t
ꢀꢀ
(4)；
[0087]
式中，dk的初始值为全零向量，rk表示第k个时刻输入的n1个数据，rk＝[r(n1k) r(n1k+1)
ꢀ…ꢀ
r(n1k+n
1-1)]
t
，n表示后续进行的快速傅里叶变化点数。
[0088]
s22：抽取时域连续采样信号dk中的n个数据，实现时域的重叠保留，得到长连续的时域信号xk，
[0089]
xk＝[dk(n1+μk) dk(n1+μk+1)
ꢀ…ꢀdk
(n1+μk+n-1)]
t
ꢀꢀ
(5)；
[0090]
式中，μk表示数控振荡器在第k个时刻输出的跳点控制信号，具体地，
[0091][0092]
式中，μ
fb
(m)表示反馈跳点控制信号。
[0093]
需要说明的是，当时域定时误差估计器的估计长度为l时，估计块序号通常情况下单个突发帧内跳点数目少于n1个，因此，长连续的时域信号xk的地址不会超出索引范围。
[0094]
s3：对长连续的时域信号进行快速傅里叶变化，得到对应的频域信号，对频域信号进行匹配滤波处理，得到一次滤波信号；
[0095]
具体地，s3包括：
[0096]
s31：对长连续的时域信号xk进行快速傅里叶变化，得到对应的频域信号xk；
[0097]
s32：利用频域匹配滤波器对频域信号xk进行匹配滤波处理，得到一次滤波信号yk，
[0098][0099]
式中，表示卷积运算，
⊙
表示数量积运算，表示快速傅里叶变化，yk表示对应的时域匹配滤波后的信号，h
mf
表示频域匹配滤波器的有限长时域冲击响应抽头系数，h
mf
表示频域匹配滤波器的有限长频域冲击响应抽头系数。
[0100]
在具体实现过程中，可以利用滤波器的线性相位特征，以及频域匹配滤波器高频部分系数为0的特点，对其频域实现进行化简，从而减少计算复杂度，最终，一次滤波信号yk可以表示为：
[0101][0102]
式中，为h
mf
(n)对应的绝对值，n表示系数的序号。
[0103]
s4：根据估计得到定时相位误差对一次滤波信号进行定时频偏消除处理，得到频偏消除频域信号；
[0104]
具体地，s4包括：
[0105]
s41：根据估计得到定时相位误差得到旋转向量s，其中，
[0106][0107][0108]
式中，ε
fb
表示反馈估计误差，估计块序号
[0109]
s42：利用所述旋转向量s对所述一次滤波信号yk进行定时频偏消除处理，得到频偏消除频域信号zk，zk＝yk⊙
s。
[0110]
在本实施例中，采用了一种简化的查表法实现对旋转向量s的存储，首先，利用频域匹配滤波器高频部分系数为0的特点，去除旋转向量s中的无效数据；其次，利用旋转因子的共轭对称性质，假定子向量为则化简后的旋转向量的最终表达式为：
[0111]ssimplify
＝[1 q
t 0
ꢀ…ꢀ
0 flip(q
*
)
t
]
t
ꢀꢀ
(11)；
[0112]
那么，在rom中存储向量q对应的索引表，经简单运算即可还原得到所需旋转向量。
[0113]
s5：对频偏消除频域信号进行快速逆傅里叶变化，得到消除采样偏差的时域基带信号；
[0114]
具体地，将频偏消除频域信号zk经过快速逆傅里叶变化，得到消除采样偏差后的时域基带信号zk，其中，表示快速逆傅里叶变化。
[0115]
进一步地，在本实施例中，频偏消除频域信号经过反馈结构后得到反馈信号，以用
于跟踪消除系统中的残余定时频偏。
[0116]
具体地，频偏消除频域信号经过反馈结构后得到反馈信号，包括：
[0117]
步骤1：利用预滤波器对频偏消除频域信号zk进行预滤波处理得到二次滤波信号pk，pk＝zk⊙hpf
，其中，h
pf
为预滤波器的有限长频域冲击响应抽头系数；
[0118]
在本实施例中，与频域匹配滤波器类似地，对预滤波器进行简化处理，二次滤波信号pk可以表示为：
[0119][0120]
式中，为h
pf
(n)对应的绝对值，n表示系数的序号；
[0121]
步骤2：利用频域定时误差估计器对二次滤波信号pk进行频域定时误差估计，得到当前定时频偏值εf(m)，
[0122][0123]
式中，rm表示反馈环路中，第m个估计块计算所得定时频偏向量，ak表示定时频偏子向量的时域表达式，cconv(pk,pk')|
n/4
表示向量pk'进行n/4次循环移位后与向量pk进行卷积操作，pk'为pk的共轭；
[0124]
步骤3：利用环路滤波器对当前定时频偏值εf(m)消除定时抖动，得到消除抖动后的定时频偏值ε
lf
(m)，
[0125][0126]
式中，k
p
表示环路滤波器的比例因数；ki表示环路滤波器的积分因数；
[0127]
步骤4：利用数控振荡器，将消除抖动后的定时频偏值ε
lf
(m)，拆分为反馈估计误差ε
fb
(m)和反馈跳点控制信号μ
fb
(m)，反馈估计误差ε
fb
(m)和反馈跳点控制信号μ
fb
(m)作为反馈信号，以用于跟踪消除系统中的残余定时频偏，其中，
[0128]
ε
fb
(m)＝ε
lf
(m)-μ
fb
(m)/2
ꢀꢀ
(15)；
[0129][0130]
在本实施例中，根据前馈结构估算所得初始的定时频偏值，对反馈结构进行预收敛。随后，利用反馈结构中频域定时误差估计器得到的εf(m)，进一步进行收敛，增加系统的输出精度。最后，将环路滤波器的输出经过数控振荡器，拆分为反馈估计误差ε
fb
(m)和反馈跳点控制信号μ
fb
(m)分别输入定时相位回复器和数据块控制器，从而完成双重负反馈架构。
[0131]
本实施例的并行符号定时恢复方法首先结合了前馈架构与反馈架构，在满足无需额外收敛时间的前提下，保证了环路的收敛精度，使得本发明方法适用于高阶调制的通信系统；其次，本实施例的并行双馈符号定时恢复装置在反馈环路中引入了预滤波器，在进一步提升收敛性能的同时，使得该方法可以应用于低滚降因子(如α＝0.05)的通信系统，不会
因低滚降因子带来的抖动而使ber性能急剧下降；此外，本实施例提出的一种频域定时误差估计算法，极大的降低了引入预滤波器的计算复杂度。同时，在硬件实现方面，对算法进行了进一步优化，大幅度减少了硬件资源占用情况。
[0132]
实施例二
[0133]
本实施例通过仿真实验对实施例一的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法的效果进行说明。
[0134]
仿真条件：
[0135]
软件仿真实验在matlab 2020b软件下进行，硬件仿真实验在vivado2018.3软件下进行，选择fpga芯片为xc7vx690t，上采样倍数为4，仿真所用信道为加性高斯白噪声信道。
[0136]
仿真内容与结果分析：
[0137]
采用帧头为bpsk调制、数据为16qam调制方式，收敛速率方面，本发明实施例提供的一种用于高速数字通信的多路并行上采样方法在无噪情况下的，基于前馈结构、反馈结构、以及本发明提出的双馈结构，三种架构的最终输出信号的nmse，如图3所示的在eb/no＝50db情况下输出信号归一化均方误差值对比图，其中，(a)为基于前馈结构的符号定时恢复算法无收敛时间，但是收敛精度较差，在系统调制阶数较高时，性能损失较大；(b)为基于反馈架构的符号定时恢复算法，虽然收敛精度较高，但需要一定收敛时间(》3000个符号)，不适用于突发通信系统；(c)为本发明提出架构，其兼顾了上述两种结构的优势：环路可直接初步收敛，并在512个符号内，完成反馈环路的完全收敛。
[0138]
采用帧头为bpsk调制、数据为16qam调制方式，请参见的图4的采用本发明的方法在eb/no＝50db情况下的星座图与眼图收敛情况；其中图4中的(a)图为星座图，(b)图为眼图。经计算可知，本发明的现结果在无噪声条件下，与标准星座点的nmse约为5
‰
。
[0139]
请参见图5的本发明的方法在16qam、64qam、64apsk、256qam调制下的ber性能图，从图5中可以看出，本发明即使在采用64apsk或256qam这类高阶调制的系统中，其ber性能损失仍小于0.1db，可见其高收敛精度的特点。
[0140]
请参见图6的本发明的方法和未引入预滤波器的符号定时恢复方法，在不同滚降因子下的ber性能图。在64qam调制下，分别测试了滚降因子为0.1，0.2，0.3时，有无预滤波器对本发明提出算法ber性能的影响。由图6可知，本发明方法在未引入预滤波器时，当滚降因子α＝0.2，ber性能存在一定程度损失(在ber＝1e-4时，损失约0.2db)；当滚降因子α＝0.1，无预滤波器的符号定时恢复方法不能正常工作。在引入预滤波器后，当滚降因子α＝0.2，本文提出算法的ber性能损失可以忽略；当滚降因子α＝0.1，ber性能损失仍小于0.1db。
[0141]
经过vivado2018.3综合实现，当本发明分别采用64点fft与128点fft时，对应的实现结果与时序情况如表1所示。可见硬件实现的低复杂度优化算法的有效性。此外，由表1可见，本发明的计算复杂度随采用fft点数成正比。然而，在仅采用64点fft时，本发明提出算法的并行路数最高仅支持32路并行，进而导致算法的吞吐量大幅度下降；且此时滤波器长度严重受限，系统的ber性能也随之降低。因此，在实际通信系统中，本发明将采用fft点数为128点的定时符号恢复算法。
[0142]
表1资源占用表
[0143][0144][0145]
应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的物品或者设备中还存在另外的相同要素。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
[0146]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

技术特征：

1.一种适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特征在于，适用于并行双馈符号定时恢复装置，所述并行符号定时恢复方法包括：s1：对输入的时域信号进行时域定时误差估计，得到所述时域信号的初始的定时频偏值，以用于初始化反馈结构；s2：对所述时域信号进行重叠保留，得到长连续的时域信号；s3：对所述长连续的时域信号进行快速傅里叶变化，得到对应的频域信号，对所述频域信号进行匹配滤波处理，得到一次滤波信号；s4：根据估计得到定时相位误差对所述一次滤波信号进行定时频偏消除处理，得到频偏消除频域信号；s5：对所述频偏消除频域信号进行快速逆傅里叶变化，得到消除采样偏差的时域基带信号；其中，所述反馈结构包括依次连接的预滤波器、频域定时误差估计器、环路滤波器和数控振荡器，所述频偏消除频域信号经过所述反馈结构后得到反馈信号，以用于跟踪消除系统中的残余定时频偏。2.根据权利要求1所述的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特征在于，所述s1之前还包括：s0：对输入的时域信号进行重采样，使其满足4倍的上采样倍数，对重采样后的时域信号进行能量检测，获取突发帧的起始位置，利用帧起始信号对所述并行双馈符号定时恢复装置进行复位。3.根据权利要求2所述的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特征在于，所述s1包括：统计输入的时域信号的个数，直至输入的时域信号的计数值达到预设估计长度后，停止计数；对输入的时域信号进行时域定时误差估计，得到所述时域信号的初始定时频偏值，将输入的时域信号进行延时，使其与所述初始定时频偏值同步输出；其中，每次复位后重新获取输入的时域信号并对其个数进行统计，所述初始定时频偏值拆分为跳点控制信号μ
ff
和定时误差ε
ff
。4.根据权利要求3所述的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特征在于，利用以下公式对输入的时域信号进行时域定时误差估计：式中，ε
t
表示初始的定时频偏值，r0表示初始化定时频偏向量，j表示虚数单位，arg(
·
)表示输入的时域信号的归一化角度，r(k)表示输入的时域信号，k表示第k个信号；m表示上采样倍数，l表示估计长度。5.根据权利要求4所述的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特
征在于，所述s2包括：s21：对输入的时域信号进行缓存，将第k个时刻并行输入的n1个数据，与上一时刻保留的n+n1长数据块进行拼接，得到块长为n+2n1的时域连续采样信号d
k
，d
k
＝[d
k-1
(n1)
ꢀ…ꢀ
d
k-1
(n+2n
1-1) r
kt
]
t
；式中，d
k
的初始值为全零向量，r
k
表示第k个时刻输入的n1个数据；s22：抽取时域连续采样信号d
k
中的n个数据，实现时域的重叠保留，得到长连续的时域信号x
k
，x
k
＝[d
k
(n1+μ
k
) d
k
(n1+μ
k
+1)
ꢀ…ꢀ
d
k
(n1+μ
k
+n-1)]
t
；式中，μ
k
表示数控振荡器在第k个时刻输出的跳点控制信号。6.根据权利要求5所述的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特征在于，所述s3包括：s31：对所述长连续的时域信号x
k
进行快速傅里叶变化，得到对应的频域信号x
k
；s32：利用频域匹配滤波器对所述频域信号x
k
进行匹配滤波处理，得到一次滤波信号y
k
，式中，表示卷积运算，
⊙
表示数量积运算，表示快速傅里叶变化，y
k
表示对应的时域匹配滤波后的信号，h
mf
表示频域匹配滤波器的有限长时域冲击响应抽头系数，h
mf
表示频域匹配滤波器的有限长频域冲击响应抽头系数。7.根据权利要求6所述的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特征在于，所述s4包括：s41：根据估计得到定时相位误差得到旋转向量s，其中，得到旋转向量s，其中，式中，ε
fb
表示反馈估计误差，估计块序号s42：利用所述旋转向量s对所述一次滤波信号y
k
进行定时频偏消除处理，得到频偏消除频域信号z
k
，z
k
＝y
k
⊙
s。8.根据权利要求7所述的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特征在于，所述频偏消除频域信号经过所述反馈结构后得到所述反馈信号，包括：步骤1：利用所述预滤波器对所述频偏消除频域信号z
k
进行预滤波处理得到二次滤波信号p
k
，p
k
＝z
k
⊙
h
pf
，其中，h
pf
为预滤波器的有限长频域冲击响应抽头系数；步骤2：利用所述频域定时误差估计器对所述二次滤波信号p
k
进行频域定时误差估计，得到当前定时频偏值ε
f
(m)，式中，r
m
表示反馈环路中，第m个估计块计算所得定时频偏向量，
a
k
表示定时频偏子向量的时域表达式，cconv(p
k
,p
k
')|
n/4
表示向量p
k
'进行n/4次循环移位后与向量p
k
进行卷积操作，p
k
'为p
k
的共轭；步骤3：利用所述环路滤波器对所述当前定时频偏值ε
f
(m)消除定时抖动，得到消除抖动后的定时频偏值ε
lf
(m)，式中，k
p
表示环路滤波器的比例因数；k
i
表示环路滤波器的积分因数；步骤4：利用所述数控振荡器，将所述消除抖动后的定时频偏值ε
lf
(m)，拆分为反馈估计误差ε
fb
(m)和反馈跳点控制信号μ
fb
(m)，所述反馈估计误差ε
fb
(m)和所述反馈跳点控制信号μ
fb
(m)作为所述反馈信号，以用于跟踪消除系统中的残余定时频偏，其中，ε
fb
(m)＝ε
lf
(m)-μ
fb
(m)/2；9.根据权利要求8所述的适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，其特征在于，在所述步骤2包括：对输入所述频域定时误差估计器的二次滤波信号p
k
进行计数，直至统计输入的二次滤波信号p
k
的计数值达到预设估计长度后，对所述二次滤波信号p
k
进行频域定时误差估计，得到当前定时频偏值ε
f
(m)，并将当前计数值清零。

技术总结

本发明涉及一种适用于低轨卫星互联网系统的并行符号定时恢复方法，包括：对输入的时域信号进行时域定时误差估计，得到时域信号的初始的定时频偏值，以用于初始化反馈结构；对时域信号进行重叠保留，得到长连续的时域信号；对长连续的时域信号进行快速傅里叶变化，得到对应的频域信号，对频域信号进行匹配滤波处理，得到一次滤波信号；根据估计得到定时相位误差对一次滤波信号进行定时频偏消除处理，得到频偏消除频域信号；对频偏消除频域信号进行快速逆傅里叶变化，得到消除采样偏差的时域基带信号；其中，频偏消除频域信号经过反馈结构后得到反馈信号，以用于跟踪消除系统中的残余定时频偏。本发明的方法适配高带宽场景的通信速率要求。信速率要求。信速率要求。