一种电容电机移相的智能修正系统的制作方法

1.本发明涉及电机技术领域，具体涉及一种电容电机移相的智能修正系统。

背景技术：

2.现有电容电机的移相是使用移相电容器串连副绕组后接入电源中，电源在其电位上升阶段通过副绕组对移相电容器充电，而在电源的电位下降阶段，移相电容器又将储存电荷通过副绕组放回电源，电流在经过副绕组时就获得了移相励磁。
3.然而，现有电容电机移相电容器电压完全与电源电压串连后再加载给副绕组，加载到副绕组两端电压的零电位点的相位虽然超前电源相位90
°
，但移相电容器放电电位与电源电位的叠加期在电源电位为0
°
至90
°
的期间，这样导致其波峰电位在超前电源电位60
°
处；而移相电容器放电电位与电源电位的叠减期在电源电位在90
°
至180
°
期间，这样导致期间的副绕组两端加载电压的振幅严重不足；导致副绕组励磁产生的侧扭力极小，电机效率较低。

技术实现要素：

4.针对现有技术存在的上述不足，本发明要解决的技术问题是：如何提供一种能使得电容电机的扭矩和效率提升显著的电容电机移相的智能修正系统。
5.为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种电容电机移相的智能修正系统，包括主绕组、副绕组和移相电容器，所述智能修正系统还包括电源、1-sin（90
°
+α）负压波生成电路、sin（90
°
+α）参照波生成电路、直流电源电路、电桥对比电路和电容充放电倒换开关电路；所述电源为220v的正弦波交流电源，且所述电源用于产生sinα负压单向波电压；所述电源产生的sinα负压单向波电压经过电桥整流器t1的整流和电阻r10的降压后变为-30v的sinα负压单向波电压，且该-30v的sinα负压单向波电压经过电阻r1限流后输入到所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路中，并将其波衰减为-15v的1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）单向波，再通过电阻r17和二极管d12后导流入地，且所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路还将所述移相电容器充电时期的同步信号输入给所述电容充放电倒换开关电路；所述直流电源电路分别在所述移相电容器两端、所述副绕组两端和所述电源两端提取电压，并将提前的电压降压处理为第一设定值的直流电和第二设定值的直流电，且所述第一设定值的直流电输出给所述sin（90
°
+α）参照波生成电路，所述第二设定值的直流电输出给所述电容充放电倒换开关电路；所述sin（90
°
+α）参照波生成电路与所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路的输出端通过电阻r17进行连接，在所述电阻r17与所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路连接的一端还与二极管d3的阳极连接，且所述二极管d3的阴极接地，所述电阻r17与所述sin（90
°
+α）参照波生成电路连接的一端还与二极管d12的阴极连接，且所述二极管d12的阳极接地，所述sin（90
°
+α）参照波生成电路与所述直流电源电路中输出第一设定值的直流电输出端通过电阻
r21连接，用于生成sin（90
°
+α）的副相参照波信号电压并输入到所述电桥对比电路；所述电桥对比电路用于将检测波电压信号与sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号做电位对比，并根据对比结果输出移相电容器的放电打断信号到所述电容充放电倒换开关电路，且整流电桥t3从所述副绕组两端获取220v单向检测波电压，并经过电阻r23和电阻r18串联后接地，所述电阻r23和所述电阻r18的连接点处电压作为检测波电压信号输入到所述电桥对比电路；所述电容充放电倒换开关电路根据所述电桥对比电路的电容放电打断信号和所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路中移相电容器充电时期的同步信号形成充电回路或放电回路，且所述电容充放电倒换开关电路在所述移相电容器充电时期经过所述电源连接所述移相电容器和所述副绕组形成充电回路；且在所述移相电容器放电时期避开电源，并通过所述移相电容器和所述副绕组形成放电回路。
6.优选的，所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路包括整流电桥t1、电阻r1、电阻r10、电阻r14、电阻r15、电阻r19、电阻r17、二极管d1、二极管d2、二极管d6、二极管d12、npn三极管bg1、npn三极管bg5、pnp三极管bg6、电容器c1和电容器c2，所述整流电桥t1的两个交流端接所述电源，所述整流电桥t1的阴极端接地，所述整流电桥t1的阳极端连接所述电阻r10的一端，所述电阻r10的另一端与所述电阻r1的一端连接，所述电阻r1的另一端同时连接所述npn三极管bg1的发射极和所述二极管d2的阴极，所述二极管d2的阳极与所述二极管d1的阴极连接，所述二极管d1的阳极同时连接所述npn三极管bg5的基极和所述pnp三极管bg6的集电极，所述npn三极管bg1的基极同时与所述npn三极管bg5的发射极和所述电容器c1的一端连接，所述电容器c1的另一端接地，所述npn三极管bg5的集电极与同时与所述电阻r14的一端和所述电容器c2的一端连接，所述电容器c2的另一端同时与所述电阻r14的另一端和所述电阻r15的一端连接，所述电阻r15的另一端与所述pnp三极管bg6的基极连接，所述pnp三极管bg6的发射极同时与所述电阻r19的一端和所述二极管d6的阳极连接，所述二极管d6的阴极接地，所述电阻r17的一端与所述二极管d1的阳极连接，所述电阻r17的另一端与所述二极管d12的阴极连接，所述二极管d12的阳极接地。
7.优选的，所述sin（90
°
+α）参照波生成电路包括整流电桥t2、二极管d3、二极管d15、二极管d16、电阻r17、电阻r21和电阻r22，所述整流电桥t2的两个交流端分别连接所述移相电容器的两端，所述整流电桥t2的阳极端接地，所述整流电桥t2的阴极端同时连接所述二极管d15的阴极、所述二极管d16的阴极和所述电阻r22的一端，所述二极管d15的阳极端连接所述整流电桥t3的阴极端，所述电阻r22的另一端连接电阻r21的一端，所述电阻r21的另一端连接所述电阻r17的一端，所述电阻r17的另一端连接所述二极管d3的阳极端，所述二极管d3的阴极端接地。
8.优选的，所述电桥对比电路包括二极管d9、二极管d10、二极管d11、二极管d13、电容器c3、电阻r16和光电耦合器oc2，所述二极管d10的阳极和所述二极管d11的阳极均连接在所述电阻r21和所述电阻r17的连接点，所述二极管d11的阴极同时连接所述光电耦合器oc2的阳极和所述电阻r18原理其接地的一端，所述二极管d10的阴极连接所述二极管d9的阳极，所述二极管d9的阴极与所述光电耦合器oc2的阴极连接后再与所述电阻r16的一端连接，所述电阻r16的另一端连接所述二极管d13的阳极，所述二极管d13的阴极接地，所述电容器c3的一端连接在所述二极管d11的阴极，所述电容器c3的另一端连接在所述二极管d12
的阴极，所述光电耦合器oc2的集电极连接在所述电阻r21和所述电阻r22之间。
9.优选的，所述智能修正系统还包括补偿供电回路，所述补偿供电回路包括二极管d14和电阻r24，所述二极管d14的阳极端接地，所述二极管d14的阴极端连接在所述电阻r23和所述电阻r18之间，所述电阻r24的一端连接在所述电阻r10和所述电阻r1之间，所述电阻r24的另一端与所述二极管d13的阳极连接。
10.优选的，所述电容充放电倒换开关电路包括充电开关电路和放电开关电路，所述充电开关电路包括整流电桥t4、场效应管bt1、npn三极管bg3、二极管d8、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8、稳压二极管w2、电容器c5和光电耦合器oc1，所述整流电桥t4的一个交流端连接所述电压的一端，另一个交流端连接所述移相电容器的一端，所述移相电容器的另一端连接所述副绕组的一端，所述副绕组的另一端连接所述电源的另一端，所述整流电桥t4的阳极端接地，所述整流电桥t4的阴极端连接所述场效应管bt1的漏极，所述场效应管bt1的源极通过所述电阻r5接地，所述场效应管bt1的栅极连接所述npn三极管bg3的集电极，所述npn三极管bg3的基极通过所述电阻r6与所述场效应管bt1的源极连接，所述npn三极管bg3的发射极接地，所述光电耦合器oc1的发射极同时与所述电阻r4的一端和所述场效应管bt1的栅极连接，所述电阻r4的另一端接地，所述光电耦合器oc1的集电极通过电阻r9同时与所述二极管d8的阴极和所述电容器c5的正极连接，所述电容器c5的负极接地，所述二极管d8的阳极同时与所述电阻r7的一端和所述电阻r8的一端连接，所述电阻r7的另一端与所述场效应管bt1上午漏极连接，所述电阻r8的另一端接地，所述稳压二极管w2的阳极端接地，所述稳压二极管w2的阴极端连接在所述电阻r8和所述电阻r7之间，所述光电耦合器oc1的阳极通过所述电阻r3与pnp三极管bg2的集电极连接，所述pnp三极管bg2的基极通过电阻r2与所述npn三极管bg1的集电极连接，所述光电耦合器oc1的阴极接地。
11.优选的，放电开关电路包括整流电桥t5、场效应管bt2、pnp三极管bg7、npn三极管bg4、二极管d5、电阻r11、电阻r12、电阻r13、电阻r20、电阻r25、电阻r26、稳压二极管w1和电容器c4，所述整流电桥t5的一个交流端连接所述移相电容器的一端，另一个交流端连接所述副绕组与所述电源相接的一端，所述npn三极管bg4的发射极接地，所述npn三极管bg4的基极同时连接所述二极管d5的阴极和所述电阻r12的一端，所述电阻r12的另一端连接所述光电耦合器oc2的发射极，所述npn三极管bg4的集电极同时连接所述电阻r13的一端、所述电阻r26的一端和所述场效应管bt2的栅极，所述电阻r26的另一端接地，所述电阻r13的另一端连接所述pnp三极管bg7的集电极，所述pnp三极管bg7的发射极同时连接所述稳压二极管w1的阴极、所述电阻r20的一端和所述电容器c4的正极，所述电阻r20的另一端连接在所述电阻r21和所述电阻r22之间，所述稳压二极管w1的阳极端接地，所述电容器c4的负极接地，所述pnp三极管bg7的基极通过所述电阻r25连接在所述npn三极管bg5的集电极，所述二极管d5的阳极同时与所述电阻r11的一端和所述场效应管bt2的源极连接，所述电阻r11的另一端接地，所述场效应管bt2的漏极连接所述整流电桥t5的阴极端，所述整流电桥t5的阳极端接地。
12.与现有技术相比，本发明的优点在于：1、由于在电容移相时，首先需要电源给移相电容器充电，就免不了副相电压与电源电压串连的存在；而在移相电容器放电时期，副绕组两端加载电压振幅的严重不足，完全是电源电压振幅抵消副相电压振幅所致。所以，本方案在电源、副绕组和移相电容器之间，
设立一个反应速度极快的电容充放电倒换开关电路；利用在单向交流波加载移相电容器回路中，单向交流波电位在上升时期，移相电容器处于蓄电状态，而单向交流波电位在下降时期，移相电容器处于放电状态的特征，在电源电位上升时期，单向交流波控制的电容充放电倒换开关电路，将移相电容器、副绕组和电源连接成一个闭合回路，让电源通过副绕组对移相电容器充电；到了电源电位下降时期，电容充放电倒换开关电路脱开电源回路，直接将电容器和副绕组连接成一个电容器放电回路，以此保证移相电容器放电期间副绕组两端加载的电压振幅。
13.2、由于在移相电容器放电时期，移相电容器会将波峰电压直接加载到副绕组两端，造成副绕组在中、低端电位加载时期，电压加载振幅极高。由此，本发明利用整流电桥t1在电源中获取一个sinα的负压单向正弦波信号，将其通过电阻r1限流后，再利用rc电路衰减，将其衰减为1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）的负压单向波；又利用正压直流电将1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）负压单向波的整体振幅提升一个波峰电压，使其变为sin（90
°
+α）的副相电压参照波信号；又将副相电压参照波信号，与在副绕组两端获得的副相电压检测波信号，在电桥对比电路中进行电位对比，在副相电压检测波信号电压振幅高于副相电压参照波信号的电压振幅时，电桥对比电路就发出打断信号，打断电容充放电倒换开关电路，使副绕组两端加载电压下降，在副相电压检测波信号电压振幅低于副相电压参照波信号的电压振幅时，打断信号终止，让副绕组两端电压振幅跟随副相电压参照波信号的电压振幅而变化。
14.3、由于参照波电压和检测波电压是同步的单向波电压，在其电压的零电位附近靠检测波的电流根本无法驱动光耦发出打断信号；所以，本发明就使用电压值与参照波和检测波电压值对应的电源负压单向波电压对电桥平衡电路进行互补供电，在检测波电压以零电位加载时，电源负压单向波电压便以波峰电位加载。
15.4、在电源电压相位的0
°
至90
°
时期，由于副绕组两端的电压加载，需要从移相电容器余留放电加载串连电源电压加载，这时期才有足够的电压振幅；而移相电容器的放电时期便为快速转变为90
°
至210
°
期间，充电时间在30
°
至90
°
期间，移相电容器在限流充电的条件下，电源对移相电容器存在每个周期的蓄电严重不足的情况，此时，本发明的系统结合发明人之前申请的公开号为cn111245132a的一种电容电机定子绕组的排线结构及其工作方法中的定子绕组绕线方法将电源电压30
°
相位处的副相限定电压振幅提高波峰限位，在限定范围内增加1/3的移相电容蓄电；而在移相电容器放电时期，能将主绕组分布电极靠近副绕组移动30
°
相位，又可减少移相电容器1/3的放电负载，由此能够将电容电机的设定效果发挥到极致状态，本发明电机的扭矩和效率都实现了更显著的提升。
附图说明
16.图1为本发明电容电机移相修正系统的系统框图；图2为本发明电容电机移相修正系统的具体电路图。
具体实施方式
17.下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明。
18.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是
本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
19.应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，术语“水平”、“竖直”等术语并不表示要求部件绝对水平或悬垂，而是可以稍微倾斜。如“水平”仅仅是指其方向相对“竖直”而言更加水平，并不是表示该结构一定要完全水平，而是可以稍微倾斜。在本发明的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
20.如附图1和附图2所示，一种电容电机移相的智能修正系统，包括主绕组、副绕组和移相电容器c，智能修正系统还包括电源、1-sin（90
°
+α）负压波生成电路、sin（90
°
+α）参照波生成电路、直流电源电路、电桥对比电路和电容充放电倒换开关电路；电源为220v的正弦波交流电源，且电源用于产生sinα负压单向波电压；电源产生的sinα负压单向波电压经过电桥整流器t1的整流和电阻r10的降压后变为-30v的sinα负压单向波电压，且该-30v的sinα负压单向波电压经过电阻r1限流后输入到1-sin（90
°
+α）负压波生成电路中，并将其波衰减为-15v的1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）单向波，再通过电阻r17和二极管d12后导流入地，且1-sin（90
°
+α）负压波生成电路还将移相电容器c充电时期的同步信号输入给电容充放电倒换开关电路；直流电源电路分别在移相电容器c两端、副绕组两端和电源两端提取电压，并将提前的电压降压处理为第一设定值的直流电和第二设定值的直流电，且第一设定值的直流电输出给sin（90
°
+α）参照波生成电路，第二设定值的直流电输出给电容充放电倒换开关电路；sin（90
°
+α）参照波生成电路与1-sin（90
°
+α）负压波生成电路的输出端通过电阻r17进行连接，在电阻r17与1-sin（90
°
+α）负压波生成电路连接的一端还与二极管d3的阳极连接，且二极管d3的阴极接地，电阻r17与sin（90
°
+α）参照波生成电路连接的一端还与二极管d12的阴极连接，且二极管d12的阳极接地，sin（90
°
+α）参照波生成电路与直流电源电路中输出第一设定值的直流电输出端通过电阻r21连接，用于生成sin（90
°
+α）的副相参照波信号电压并输入到电桥对比电路；电桥对比电路用于将检测波电压信号与sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号做电位
对比，并根据对比结果输出移相电容器c的放电打断信号到电容充放电倒换开关电路，且整流电桥t3从副绕组两端获取220v单向检测波电压，并经过电阻r23和电阻r18串联后接地，电阻r23和电阻r18的连接点处电压作为检测波电压信号输入到电桥对比电路；电容充放电倒换开关电路根据电桥对比电路的电容放电打断信号和1-sin（90
°
+α）负压波生成电路中移相电容器c充电时期的同步信号形成充电回路或放电回路，且电容充放电倒换开关电路在移相电容器c充电时期经过电源连接移相电容器c和副绕组形成充电回路；且在移相电容器c放电时期避开电源，并通过移相电容器c和副绕组形成放电回路。
21.本发明由整流电桥t1从电源处获取sinα的负压单向波，经电阻r10降压后，变成-30v的单向波电压；-30v电压通过电阻r1限流后在1-sin（90
°
+α）负压波生成电路中进行电流衰减，将其衰减为-15v的1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）单向波，再通过负载电阻r17后，经二极管d12导流入地，从直流电源电路输出的42v直流电通过电阻r21、电阻r17、二极管d3接地后，电阻r21和电阻r17的连接点直流电压为21v，在-15v的1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）单向波电压对21v直流电压的衰减作用下，电阻r21和电阻r17的连接点的电压就变成sin（90
°
+α）的副相参照波信号电压；整流电桥t3从副绕组两端获取的220v单向检测波电压，经过电阻r23和电阻r18串连入地，在电阻r23和电阻r18串接点便获得与参照波匹配的检测波电压。
22.将参照波电压和检测波电压一同接入电桥对比电路，电桥对比电路的接地端通过二极管d13接地。由此，在检测波电位高于参照波电位时，电桥平衡电路输出打断信号，通过电容充放电倒换开关电路打断副绕组电流载入，降低副绕组两端加载电压；在检测波电位低于参照波电位时，电桥对比电路关闭信号，副绕组回路维持连通状态。
23.在电阻r10与电阻r1的连接处还连接电阻r25至电桥对比电路的接地端与二极管d13的连接点，对电桥对比电路的接地端施加一个-15v的电源单向波电压；又在检测波输入点连接二极管d14入地，这样，-15v的电源单向波电流在经过电桥对比电路以后，一路通过二极管d14入地，另一路便通过二极管d12入地。
24.在上述1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）的负压单向波生成时，使用到了电容器对sinα单向波到衰减，由于电容器在充电或放电中的电流方向不同，以此就地取出电容器充、放电信号来控制电容充放电倒换开关电路，在电源交变电位上升时期，通过电容充放电倒换开关电路将移相电容器c和副绕组串接电源；在电源交变电位下降时期，通过电容充放电倒换开关电路将移相电容器c和副绕组与电源断开，移相电容器c放电直接通过倒换开关对副绕组放电。
25.另外，本发明的系统还可以结合本发明人之前发明的公开号为cn111245132a的一种电容电机定子绕组的排线结构及其工作方法中的定子绕组绕线方法，该绕组结构是：先将副绕组按照同心绕组的排列方法分部在定子铁芯中，电极分部范围前后不能超过45
°
相角；主绕组分布由两部分构成，其中一部分主绕组分布在副相电极90
°
相角位置，将其与副绕组相邻的两个铁芯槽预留出来；另一部份主绕组细分为分流绕组1和分流绕组2，分流绕组1的一个电极分部在副相45
°
外的那个铁芯槽中，另一个电极分散重叠在副相电极靠-45
°
一侧的副绕组电极之上；分流绕组2的其中一个电极分部在副相-45
°
外的那个铁芯槽中，另一个电极分散重叠在副相电极靠45
°
一侧的副绕组电极之上；再将两路分流绕组按照主绕组的绕向并联后与前一部份主绕组串连。采用上述定子绕组结构后，在电源电位0
°
至90
°
时期，分流绕组2重叠在副绕组上的电极方向与副绕组励磁方向相同，强大的阻抗电压能阻断分流绕组2的电流，其分布在副相-45
°
外的那个铁芯槽中的励磁电流被阻断；而分流绕组1
重叠在副绕组上的电极方向与副绕组励磁方向相反，与其重叠的副绕组励磁能量被感应输送到副相45
°
外的那个铁芯槽中加强励磁；在罩极作用下，副绕组励磁电极向45
°
方向偏移30
°
左右，同时主绕组励磁电极也被重新排列到60
°
相位处。在电源电位90
°
至180
°
时期，分流绕组1重叠在副绕组上的电极方向与副绕组励磁方向相同，强大的阻抗电压能阻断分流绕组1的电流，其分布在副相45
°
外的那个铁芯槽中的励磁电流被阻断；而分流绕组2重叠在副绕组上的电极方向与副绕组励磁方向相反，与其重叠的副绕组励磁能量被感应输送到副相-45
°
外的那个铁芯槽中加强励磁；在罩极作用下，副绕组励磁电极向-45
°
方向偏移30
°
左右，同时主绕组励磁电极也被重新排列到120
°
相位处。由此一来，在移相电容器c充电时期，副绕组励磁相位向45
°
方向偏移30
°
后，副相电压在30
°
相位处的振幅限定值就能从0.866增加到1，能相应增加移相电容器c的蓄电量；而在移相电容器c放电时期，主绕组励磁相位偏移到120
°
后，能减轻1/3的电容放电励磁消耗；两者合一能够基本解决移相电容器c的蓄电严重不足。
26.本发明的系统在连接原有电容电机之后，在副绕组输入电流为正弦波的限幅条件下，移相电容器c能蓄到的电量，只能满足电源电位在90
°
至135
°
期间，移相电容器c放电对副绕组以正弦波振幅的电压加载；电源电位在135
°
至210
°
期间，由于移相电容器c在限流充电条件下的蓄电量严重不足，导致副绕组两端加载电压在波峰时期的振幅严重不足；即使这样，电机的效率和扭矩都比原有电容电机提升了很多。
27.而发明的系统在结合发明人之前申请的公开号为cn111245132a的一种电容电机定子绕组的排线结构及其工作方法中的定子绕组绕线方法后，在电源电压相位的0
°
至90
°
时期，由于副绕组励磁在对电桥电路中主相电流分流时，在将主绕组分布电极从90
°
处重新排列到60
°
处的同时，自己的电极也从0
°
处被罩极后移相到30
°
处。这样，在电源电位30
°
时，通过副绕组的励磁电流振幅就可从原来的0.866增加到1，可加快电容器余电放出而及时对其反向充电，让电容器蓄有更多的电量；在这期间，副绕组载入电流越大，本发明电机分流绕组两端电压就越高，导致主绕组载入电流同比减小，利用副绕组帮助主绕组承担载荷来加大电容器的蓄电量。在电源电压相位的90
°
至180
°
时期，副绕组励磁在对电桥电路中主相电流分流时，在将主绕组分布电极从90
°
处重新排列到120
°
处的同时，自己的电极也从180
°
处被罩极后移相到150
°
处。这样，在电源电位90
°
至120
°
期，副绕组在输入很小电流的条件下，控制主绕组帮其载荷，将大量电容蓄电的能量留在副绕组波峰载入电流时期放电，可解决副绕组在电源电位在135
°
至210
°
期间加载电压振幅不足问题。主绕组帮助副绕组的载荷，还能大幅降低副相电流，同比降低电容器的容量配置，减小本发明电容充放电倒换开关电路的电流，使其发热量降低，能将移相电容以外的电子电路集成在接线架中，从而大幅降低配件的制造成本，加装特别方便。
28.另外，本发明系统采用原有电容电机在两相绕组并列励磁期间，两相电极分部距离有90
°
；三相电机的两相绕组并列励磁期间，两相电极分部距离有60
°
。而本发明系统采用发明人之前申请的公开号为cn111245132a的一种电容电机定子绕组的排线结构及其工作方法中的定子绕组绕线方法构成的电机的两相绕组并列励磁期间，两相电极分部距离仅有30
°
，更优于其它两种电机，特别有益的是，它是按照电源电压波的起伏在输入电流；不会像直流变频电机那样，只有在电源电位高于滤波电容器两端电压的那一小段振幅，电源才能对变频器载入电流，造成极大的电源污染。
29.在本实施例中，1-sin（90
°
+α）负压波生成电路包括整流电桥t1、电阻r1、电阻r10、电阻r14、电阻r15、电阻r19、电阻r17、二极管d1、二极管d2、二极管d6、二极管d12、npn三极管bg1、npn三极管bg5、pnp三极管bg6、电容器c1和电容器c2，整流电桥t1的两个交流端接电源，整流电桥t1的阴极端接地，整流电桥t1的阳极端连接电阻r10的一端，电阻r10的另一端与电阻r1的一端连接，电阻r1的另一端同时连接npn三极管bg1的发射极和二极管d2的阴极，二极管d2的阳极与二极管d1的阴极连接，二极管d1的阳极同时连接npn三极管bg5的基极和pnp三极管bg6的集电极，npn三极管bg1的基极同时与npn三极管bg5的发射极和电容器c1的一端连接，电容器c1的另一端接地，npn三极管bg5的集电极与同时与电阻r14的一端和电容器c2的一端连接，电容器c2的另一端同时与电阻r14的另一端和电阻r15的一端连接，电阻r15的另一端与pnp三极管bg6的基极连接，pnp三极管bg6的发射极同时与电阻r19的一端和二极管d6的阳极连接，二极管d6的阴极接地，电阻r17的一端与二极管d1的阳极连接，电阻r17的另一端与二极管d12的阴极连接，二极管d12的阳极接地。
30.这样，电源通过整流电桥t1输出的负压单向波，经过电阻r10降压为-30v单向波电压，又依次通过电阻r1、二极管d2、二极管d1、电阻r17和二极管d12构成电流回路，在电阻r1=电阻r17的条件下，二极管d1阳极端e点的电压便为-15v单向波电压，并且电流受限于电阻r1。由此，当e点的负压电位上升时期，电容器c1便通过npn三极管bg1基极和发射极对e点分流，降低e点的电压振幅；当e点的负压电位处于下降时期，电容器c1 蓄电通过npn三极管bg5基极和发射极放出，npn三极管bg5集电极与发射极导通，pnp三极管bg6基极电流通过电阻r15、电阻r14、电容器c2和npn三极管bg5而导通，pnp三极管bg6集电极到发射极的电流便对这时期e点的负压电位进行衰减。
31.在电容器c1 放电时期e点的电位衰减中，通过pnp三极管bg6的电流需要同时衰减电容器c1 的蓄电和来自电阻r1的电流；所以它使用电容器c2来加快其波峰期的衰减，同比减缓波谷期的衰减，将sinα后的负压波衰减为1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）的负压波。二极管d1、二极管d2的设置是为了抵消npn三极管bg1和npn三极管bg5基极与发射极之间的pn结电压，如果npn三极管bg1发射极与npn三极管bg5基极之间没有一个电压差，电容器c1 在从充电转为放电时，就不能及时对npn三极管bg5载入电流，电阻r19、二极管d6构成0.55v供电电路，电阻r19从5v电源中获得电源，经二极管d6的pn结降压为0.55v。
32.在本实施例中，sin（90
°
+α）参照波生成电路包括整流电桥t2、二极管d3、二极管d15、二极管d16、电阻r17、电阻r21和电阻r22，整流电桥t2的两个交流端分别连接移相电容器c的两端，整流电桥t2的阳极端接地，整流电桥t2的阴极端同时连接二极管d15的阴极、二极管d16的阴极和电阻r22的一端，二极管d15的阳极端连接整流电桥t3的阴极端，电阻r22的另一端连接电阻r21的一端，电阻r21的另一端连接电阻r17的一端，电阻r17的另一端连接二极管d3的阳极端，二极管d3的阴极端接地。
33.这样，整流电桥t2收集移相电容器c两端的电源，二极管d15收集副相电源，二极管d16收集主相电源，汇总后通过电阻r22降压为42v的直流电源；在电阻r21=电阻r17的条件下，42v直流电再经电阻r21降压限流后，被电阻r17和二极管d3导流入地，这样，电阻r21与电阻r17的连接点的直流电压就变成21v；由于二极管d3无法将负压导流入地，从二极管d1阳极过来的-15v单向波就通过电阻r17衰减电阻r21与电阻r17的连接点的直流电压，在电阻r21与电阻r17的连接点的直流电压等于-15v单向波波峰电压的条件下，电阻r21与电阻
r17的连接点的电压就变成15v的sin（90
°
+α）单向波电压。
34.在本实施例中，电桥对比电路包括二极管d9、二极管d10、二极管d11、二极管d13、电容器c3、电阻r16和光电耦合器oc2，二极管d10的阳极和二极管d11的阳极均连接在电阻r21和电阻r17的连接点，二极管d11的阴极同时连接光电耦合器oc2的阳极和电阻r18原理其接地的一端，二极管d10的阴极连接二极管d9的阳极，二极管d9的阴极与光电耦合器oc2的阴极连接后再与电阻r16的一端连接，电阻r16的另一端连接二极管d13的阳极，二极管d13的阴极接地，电容器c3的一端连接在二极管d11的阴极，电容器c3的另一端连接在二极管d12的阴极，光电耦合器oc2的集电极连接在电阻r21和电阻r22之间。
35.这样，a点和b点对地电流表现有三条电流回路，第一路从a点通过二极管d10、二极管d9到f点后再通过电阻r16和二极管d13入地；第二路从a点通过二极管d11、光电耦合器oc2到f点后再通过电阻r16和二极管d13入地；第三路从b点通过光电耦合器oc2到f点后再通过电阻r16和二极管d13入地。然而，a点通过二极管d10、二极管d9到f点的电压降为两个二极管的pn结压降，即0.5v+0.5v=1.1v，a点通过二极管d11和光电耦合器oc2到f点的电压降为一个二极管的pn结压降和一个光耦二极管的pn结压降，即0.5v+v=1.5v；显然，a点的电流只能通过二极管d10、二极管d9到f点后再通过电阻r16和二极管d13入地，a点通过二极管d11、光电耦合器oc2到f点后再通过电阻r16和二极管d13入地的电流不存在。那么，b点通过光电耦合器oc2到f点后再通过电阻r16和二极管d13入地的电流，也必须在b点电位高于f点电位1v时，b点通过光电耦合器oc2到f点后再通过电阻r16和二极管d13入地的电流才存在。由此，b点电位只能在a点输入的平衡点以下运行，一旦超过平衡点，光耦就会即刻发出打断信号。
36.由于上述获得参照波信号和检测波信号均属于电压信号，没有电流提供能力，在光耦载入电流时，a点原有对地的部分电流通道被b点占用， a点电位会上升，b点电位会同步下降，所以，在a、b两点间连接电容器c3，利用电容器内部电流超前电压的特点，依靠电容器放电电流驱动光电耦合器oc2；加上光电耦合器oc2被打开时，电阻r12的对地回路能同比拉低a点上升的电位，a、b两点间的电位平衡不会被打破。
37.在本实施例中，智能修正系统还包括补偿供电回路，补偿供电回路包括二极管d14和电阻r24，二极管d14的阳极端接地，二极管d14的阴极端连接在电阻r23和电阻r18之间，电阻r24的一端连接在电阻r10和电阻r1之间，电阻r24的另一端与二极管d13的阳极连接。
38.这样，-30v单向波电压通过电阻r24降压为-15v后，进入电桥对比电路的零电位端对电桥平衡电路施加负压，电流通过电桥对比电路后，a点由二极管d12导流入地，b点由二极管d14导流入地。由于a、b两点的电位为波峰电位时，-15v单向波为零电位；a、b两点的电位为零电位时，-15v单向波为波峰电位。这样，检测波接近零电位时都能有效驱动光电耦合器oc2运行。
39.在本实施例中，电容充放电倒换开关电路包括充电开关电路和放电开关电路，充电开关电路包括整流电桥t4、场效应管bt1、npn三极管bg3、二极管d8、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8、稳压二极管w2、电容器c5和光电耦合器oc1，整流电桥t4的一个交流端连接电压的一端，另一个交流端连接移相电容器c的一端，移相电容器c的另一端连接副绕组的一端，副绕组的另一端连接电源的另一端，整流电桥t4的阳极端接地，整流电桥t4的阴极端连接场效应管bt1的漏极，场效应管bt1的源极通过电阻r5接地，场效应管bt1的
栅极连接npn三极管bg3的集电极，npn三极管bg3的基极通过电阻r6与场效应管bt1的源极连接，npn三极管bg3的发射极接地，光电耦合器oc1的发射极同时与电阻r4的一端和场效应管bt1的栅极连接，电阻r4的另一端接地，光电耦合器oc1的集电极通过电阻r9同时与二极管d8的阴极和电容器c5的正极连接，电容器c5的负极接地，二极管d8的阳极同时与电阻r7的一端和电阻r8的一端连接，电阻r7的另一端与场效应管bt1的漏极连接，电阻r8的另一端接地，稳压二极管w2的阳极端接地，稳压二极管w2的阴极端连接在电阻r8和电阻r7之间，光电耦合器oc1的阳极通过电阻r3与pnp三极管bg2的集电极连接，pnp三极管bg2的基极通过电阻r2与npn三极管bg1的集电极连接，光电耦合器oc1的阴极接地。
40.这样，整流电桥t4的两个交流端、移相电容器c、副绕组和电源构成针对移相电容器c的交变充电回路，场效应管bt1的漏极、源极和电阻r5构成整流电桥t4的直流回路；当场效应管bt1的漏极、源极端单向产生电流时，整流电桥t4的两个交流端便照电源电压的加载方向产生电流，因此将单向开关变成双向开关运行。二极管d8、电阻r7、电阻r8、稳压二极管w2和电容器c5构成驱动场效应管bt1的栅极的5v隔离电源；在场效应管bt1关闭期间，电阻r7、电阻r8和稳压二极管w2从场效应管bt1的漏极端获得5v电源通过二极管d8对电容器c5蓄电，并在场效应管bt1导通期间输出。电阻r5、电阻r6和npn三极管bg3构成场效应管bt1的保护电路，在场效应管bt1的源端与电阻r5连接点电压高于0.65v时，npn三极管bg3导通，关闭场效应管bt1的电流，电阻r4为场效应管bt1的下偏置电阻，在场效应管bt1的栅极端电压被关闭时，电阻r4可放掉场效应管bt1的栅极蓄电，光电耦合器oc1和稳压二极管w2构成场效应管bt1的控制信号输入门电路，在输入电压对地4.3v时，光电耦合器oc1才会驱动。
41.在本实施例中，放电开关电路包括整流电桥t5、场效应管bt2、pnp三极管bg7、npn三极管bg4、二极管d5、电阻r11、电阻r12、电阻r13、电阻r20、电阻r25、电阻r26、稳压二极管w1和电容器c4，整流电桥t5的一个交流端连接移相电容器的一端，另一个交流端连接副绕组与电源相接的一端，npn三极管bg4的发射极接地，npn三极管bg4的基极同时连接二极管d5的阴极和电阻r12的一端，电阻r12的另一端连接光电耦合器oc2的发射极，npn三极管bg4的集电极同时连接电阻r13的一端、电阻r26的一端和场效应管bt2的栅极，电阻r26的另一端接地，电阻r13的另一端连接pnp三极管bg7的集电极，pnp三极管bg7的发射极同时连接稳压二极管w1的阴极、电阻r20的一端和电容器c4的正极，电阻r20的另一端连接在电阻r21和电阻r22之间，稳压二极管w1的阳极端接地，电容器c4的负极接地，pnp三极管bg7的基极通过电阻r25连接在npn三极管bg5的集电极，二极管d5的阳极同时与电阻r11的一端和场效应管bt2的源极连接，电阻r11的另一端接地，场效应管bt2的漏极连接整流电桥t5的阴极端，整流电桥t5的阳极端接地。
42.这样，整流电桥t5的两个交流端、移相电容器c和副绕组构成移相电容器c交变放电回路，场效应管bt2的漏极和源极端和电阻r11构成整流电桥t5的直流回路；当场效应管bt2的漏极和源极单向产生电流时，整流电桥t5的两个交流端便照移相电容器c的放电方向产生电流，因此将单向开关变成双向开关运行。二极管d6、电阻r19、电阻r20、稳压二极管w1和电容器c4构成驱动pnp三极管bg7发射极的5v电源；电阻r20从42v直流电源中获取的直流电，通过电阻r19和二极管d6的对地衰减以及稳压二极管w1、电容器c4的稳压和滤波后，获得5v直流电源，以驱动pnp三极管bg7发射极。二极管d5、电阻r11和npn三极管bg4构成场效应管bt2的保护电路，在场效应管bt2的源极端与电阻r11连接点电压高于0.95v时，npn三极
管bg4导通，关闭场效应管bt2的电流，电阻r12为场效应管bt2的打断信号输入电阻，在光电耦合器oc2输出打断信号时，电流通过电阻r12打开npn三极管bg4，场效应管bt2的电流断开。场效应管bt3构成场效应管bt2的控制信号输入门电路，在输入对地电压达到3.3v时，场效应管bt3导通，场效应管bt2的电流完全截止。
43.pnp三极管bg2和电阻r2是倒换开关信号的倒向电路；pnp三极管bg2的发射极连接5v直流电源，pnp三极管bg2的基极连接电阻r2的一端，电阻r2的另一端连接npn三极管bg1的集电极；从npn三极管bg1的集电极输出的倒换开关信号，通过电阻r2限流后，输入pnp三极管bg2的基极，打开pnp三极管bg2的电流，在pnp三极管bg2的集电极电压上升至3.3v时，场效应管bt2的电流完全截止；在pnp三极管bg2的集电极电压继续上升至4.3v时，场效应管bt1导通。由于电容器c1的充、放电时间与移相电容器c的充、放电时间完全同步，所以，电容器c1的充、放电信号控制移相电容器c的充、放电倒换开关理所当然。
44.与现有技术相比，本发明由于在电容移相时，首先需要电源给移相电容器c充电，就免不了副相电压与电源电压串连的存在；而在移相电容器c放电时期，副绕组两端加载电压振幅的严重不足，完全是电源电压振幅抵消副相电压振幅所致。所以，本方案在电源、副绕组和移相电容器c之间，设立一个反应速度极快的电容充放电倒换开关电路；利用在单向交流波加载移相电容器c回路中，单向交流波电位在上升时期，移相电容器c处于蓄电状态，而单向交流波电位在下降时期，移相电容器c处于放电状态的特征，在电源电位上升时期，单向交流波控制的电容充放电倒换开关电路，将移相电容器c、副绕组和电源连接成一个闭合回路，让电源通过副绕组对移相电容器c充电；到了电源电位下降时期，电容充放电倒换开关电路脱开电源回路，直接将电容器和副绕组连接成一个电容器放电回路，以此保证移相电容器c放电期间副绕组两端加载的电压振幅。
45.同时，由于在移相电容器c放电时期，移相电容器c会将波峰电压直接加载到副绕组两端，造成副绕组在中、低端电位加载时期，电压加载振幅极高。由此，本发明利用整流电桥t1在电源中获取一个sinα的负压单向正弦波信号，将其通过电阻r1限流后，再利用rc电路衰减，将其衰减为1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）的负压单向波；又利用正压直流电将1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）负压单向波的整体振幅提升一个波峰电压，使其变为sin（90
°
+α）的副相电压参照波信号；又将副相电压参照波信号，与在副绕组两端获得的副相电压检测波信号，在电桥对比电路中进行电位对比，在副相电压检测波信号电压振幅高于副相电压参照波信号的电压振幅时，电桥对比电路就发出打断信号，打断电容充放电倒换开关电路，使副绕组两端加载电压下降，在副相电压检测波信号电压振幅低于副相电压参照波信号的电压振幅时，打断信号终止，让副绕组两端电压振幅跟随副相电压参照波信号的电压振幅而变化。
46.另外，由于参照波电压和检测波电压是同步的单向波电压，在其电压的零电位附近靠检测波的电流根本无法驱动光耦发出打断信号；所以，本发明就使用电压值与参照波和检测波电压值对应的电源负压单向波电压对电桥平衡电路进行互补供电，在检测波电压以零电位加载时，电源负压单向波电压便以波峰电位加载。
47.再者，在电源电压相位的0
°
至90
°
时期，由于副绕组两端的电压加载，需要从移相电容器c余留放电加载串连电源电压加载，这时期才有足够的电压振幅；而移相电容器c的放电时期便为快速转变为90
°
至210
°
期间，充电时间在30
°
至90
°
期间，移相电容器c在限流充电的条件下，电源对移相电容器c存在每个周期的蓄电严重不足的情况，此时，本发明的
系统结合发明人之前申请的公开号为cn111245132a的一种电容电机定子绕组的排线结构及其工作方法中的定子绕组绕线方法将电源电压30
°
相位处的副相限定电压振幅提高波峰限位，在限定范围内增加1/3的移相电容蓄电；而在移相电容器c放电时期，能将主绕组分布电极靠近副绕组移动30
°
相位，又可减少移相电容器c1/3的放电负载，由此能够将电容电机的设定效果发挥到极致状态，本发明电机的扭矩和效率都实现了更显著的提升。
48.最后需要说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，那些对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

技术特征：

1.一种电容电机移相的智能修正系统，包括主绕组、副绕组和移相电容器，其特征在于，所述智能修正系统还包括电源、1-sin（90
°
+α）负压波生成电路、sin（90
°
+α）参照波生成电路、直流电源电路、电桥对比电路和电容充放电倒换开关电路；所述电源为220v的正弦波交流电源，且所述电源用于产生sinα负压单向波电压；所述电源产生的sinα负压单向波电压经过电桥整流器t1的整流和电阻r10的降压后变为-30v的sinα负压单向波电压，且该-30v的sinα负压单向波电压经过电阻r1限流后输入到所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路中，并将其波衰减为-15v的1
‑ꢀ
sin（90
°
+α）单向波，再通过电阻r17和二极管d12后导流入地，且所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路还将所述移相电容器充电时期的同步信号输入给所述电容充放电倒换开关电路；所述直流电源电路分别在所述移相电容器两端、所述副绕组两端和所述电源两端提取电压，并将提前的电压降压处理为第一设定值的直流电和第二设定值的直流电，且所述第一设定值的直流电输出给所述sin（90
°
+α）参照波生成电路，所述第二设定值的直流电输出给所述电容充放电倒换开关电路；所述sin（90
°
+α）参照波生成电路与所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路的输出端通过电阻r17进行连接，在所述电阻r17与所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路连接的一端还与二极管d3的阳极连接，且所述二极管d3的阴极接地，所述电阻r17与所述sin（90
°
+α）参照波生成电路连接的一端还与二极管d12的阴极连接，且所述二极管d12的阳极接地，所述sin（90
°
+α）参照波生成电路与所述直流电源电路中输出第一设定值的直流电输出端通过电阻r21连接，用于生成sin（90
°
+α）的副相参照波信号电压并输入到所述电桥对比电路；所述电桥对比电路用于将检测波电压信号与sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号做电位对比，并根据对比结果输出移相电容器的放电打断信号到所述电容充放电倒换开关电路，且整流电桥t3从所述副绕组两端获取220v单向检测波电压，并经过电阻r23和电阻r18串联后接地，所述电阻r23和所述电阻r18的连接点处电压作为检测波电压信号输入到所述电桥对比电路；所述电容充放电倒换开关电路根据所述电桥对比电路的电容放电打断信号和所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路中移相电容器充电时期的同步信号形成充电回路或放电回路，且所述电容充放电倒换开关电路在所述移相电容器充电时期经过所述电源连接所述移相电容器和所述副绕组形成充电回路；且在所述移相电容器放电时期避开电源，并通过所述移相电容器和所述副绕组形成放电回路。2.根据权利要求1所述的电容电机移相的智能修正系统，其特征在于，所述1-sin（90
°
+α）负压波生成电路包括整流电桥t1、电阻r1、电阻r10、电阻r14、电阻r15、电阻r19、电阻r17、二极管d1、二极管d2、二极管d6、二极管d12、npn三极管bg1、npn三极管bg5、pnp三极管bg6、电容器c1和电容器c2，所述整流电桥t1的两个交流端接所述电源，所述整流电桥t1的阴极端接地，所述整流电桥t1的阳极端连接所述电阻r10的一端，所述电阻r10的另一端与所述电阻r1的一端连接，所述电阻r1的另一端同时连接所述npn三极管bg1的发射极和所述二极管d2的阴极，所述二极管d2的阳极与所述二极管d1的阴极连接，所述二极管d1的阳极同时连接所述npn三极管bg5的基极和所述pnp三极管bg6的集电极，所述npn三极管bg1的基极同时与所述npn三极管bg5的发射极和所述电容器c1的一端连接，所述电容器c1的另一端接地，所述npn三极管bg5的集电极与同时与所述电阻r14的一端和所述电容器c2的一端连
接，所述电容器c2的另一端同时与所述电阻r14的另一端和所述电阻r15的一端连接，所述电阻r15的另一端与所述pnp三极管bg6的基极连接，所述pnp三极管bg6的发射极同时与所述电阻r19的一端和所述二极管d6的阳极连接，所述二极管d6的阴极接地，所述电阻r17的一端与所述二极管d1的阳极连接，所述电阻r17的另一端与所述二极管d12的阴极连接，所述二极管d12的阳极接地。3.根据权利要求2所述的电容电机移相的智能修正系统，其特征在于，所述sin（90
°
+α）参照波生成电路包括整流电桥t2、二极管d3、二极管d15、二极管d16、电阻r17、电阻r21和电阻r22，所述整流电桥t2的两个交流端分别连接所述移相电容器的两端，所述整流电桥t2的阳极端接地，所述整流电桥t2的阴极端同时连接所述二极管d15的阴极、所述二极管d16的阴极和所述电阻r22的一端，所述二极管d15的阳极端连接所述整流电桥t3的阴极端，所述电阻r22的另一端连接电阻r21的一端，所述电阻r21的另一端连接所述电阻r17的一端，所述电阻r17的另一端连接所述二极管d3的阳极端，所述二极管d3的阴极端接地。4.根据权利要求3所述的电容电机移相的智能修正系统，其特征在于，所述电桥对比电路包括二极管d9、二极管d10、二极管d11、二极管d13、电容器c3、电阻r16和光电耦合器oc2，所述二极管d10的阳极和所述二极管d11的阳极均连接在所述电阻r21和所述电阻r17的连接点，所述二极管d11的阴极同时连接所述光电耦合器oc2的阳极和所述电阻r18原理其接地的一端，所述二极管d10的阴极连接所述二极管d9的阳极，所述二极管d9的阴极与所述光电耦合器oc2的阴极连接后再与所述电阻r16的一端连接，所述电阻r16的另一端连接所述二极管d13的阳极，所述二极管d13的阴极接地，所述电容器c3的一端连接在所述二极管d11的阴极，所述电容器c3的另一端连接在所述二极管d12的阴极，所述光电耦合器oc2的集电极连接在所述电阻r21和所述电阻r22之间。5.根据权利要求4所述的电容电机移相的智能修正系统，其特征在于，所述智能修正系统还包括补偿供电回路，所述补偿供电回路包括二极管d14和电阻r24，所述二极管d14的阳极端接地，所述二极管d14的阴极端连接在所述电阻r23和所述电阻r18之间，所述电阻r24的一端连接在所述电阻r10和所述电阻r1之间，所述电阻r24的另一端与所述二极管d13的阳极连接。6.根据权利要求5所述的电容电机移相的智能修正系统，其特征在于，所述电容充放电倒换开关电路包括充电开关电路和放电开关电路，所述充电开关电路包括整流电桥t4、场效应管bt1、npn三极管bg3、二极管d8、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8、稳压二极管w2、电容器c5和光电耦合器oc1，所述整流电桥t4的一个交流端连接所述电压的一端，另一个交流端连接所述移相电容器的一端，所述移相电容器的另一端连接所述副绕组的一端，所述副绕组的另一端连接所述电源的另一端，所述整流电桥t4的阳极端接地，所述整流电桥t4的阴极端连接所述场效应管bt1的漏极，所述场效应管bt1的源极通过所述电阻r5接地，所述场效应管bt1的栅极连接所述npn三极管bg3的集电极，所述npn三极管bg3的基极通过所述电阻r6与所述场效应管bt1的源极连接，所述npn三极管bg3的发射极接地，所述光电耦合器oc1的发射极同时与所述电阻r4的一端和所述场效应管bt1的栅极连接，所述电阻r4的另一端接地，所述光电耦合器oc1的集电极通过电阻r9同时与所述二极管d8的阴极和所述电容器c5的正极连接，所述电容器c5的负极接地，所述二极管d8的阳极同时与所述电阻r7的一端和所述电阻r8的一端连接，所述电阻r7的另一端与所述场效应管bt1的漏极
连接，所述电阻r8的另一端接地，所述稳压二极管w2的阳极端接地，所述稳压二极管w2的阴极端连接在所述电阻r8和所述电阻r7之间，所述光电耦合器oc1的阳极通过所述电阻r3与pnp三极管bg2的集电极连接，所述pnp三极管bg2的基极通过电阻r2与所述npn三极管bg1的集电极连接，所述光电耦合器oc1的阴极接地。7.根据权利要求6所述的电容电机移相的智能修正系统，其特征在于，放电开关电路包括整流电桥t5、场效应管bt2、pnp三极管bg7、npn三极管bg4、二极管d5、电阻r11、电阻r12、电阻r13、电阻r20、电阻r25、电阻r26、稳压二极管w1和电容器c4，所述整流电桥t5的一个交流端连接所述移相电容器的一端，另一个交流端连接所述副绕组与所述电源相接的一端，所述npn三极管bg4的发射极接地，所述npn三极管bg4的基极同时连接所述二极管d5的阴极和所述电阻r12的一端，所述电阻r12的另一端连接所述光电耦合器oc2的发射极，所述npn三极管bg4的集电极同时连接所述电阻r13的一端、所述电阻r26的一端和所述场效应管bt2的栅极，所述电阻r26的另一端接地，所述电阻r13的另一端连接所述pnp三极管bg7的集电极，所述pnp三极管bg7的发射极同时连接所述稳压二极管w1的阴极、所述电阻r20的一端和所述电容器c4的正极，所述电阻r20的另一端连接在所述电阻r21和所述电阻r22之间，所述稳压二极管w1的阳极端接地，所述电容器c4的负极接地，所述pnp三极管bg7的基极通过所述电阻r25连接在所述npn三极管bg5的集电极，所述二极管d5的阳极同时与所述电阻r11的一端和所述场效应管bt2的源极连接，所述电阻r11的另一端接地，所述场效应管bt2的漏极连接所述整流电桥t5的阴极端，所述整流电桥t5的阳极端接地。

技术总结

本发明公开了一种电容电机移相的智能修正系统，包括主绕组、副绕组和移相电容器，还包括电源、1-sin（90

技术研发人员：

陈伯川

受保护的技术使用者：

重庆朋利来机电科技有限责任公司

技术研发日：

2022.10.28

技术公布日：

2022/12/12