TL431是一种高精度、低温漂电压基准器件，目前已得到广泛应用。TL431具有很高的电压增益，实际应用中易发生自激等问题，造成许多困惑，本文系统分析TL431的内部电路，并给出利用计算机分析计算的方法，使设计人员对关于TL431电路的稳定性有准确的整体把屋。 一、基本参数估计
TL431的最小工作电流为0.4mA，此时V10基本上没有电流（取0.03mA，be压降0.6）。
V9射极电流为0.6V/10k=0.06mA。
设V3的be压降为0.67V ，V1、V2的集电极电压均为0.67V，所计算时把R1、R2看作并联，，则算得V3射极电流为(2.5-0.67*2)/(3.28+2.4//7.2)=0.228mA。
剩余电流0.4-0.228-0.06-0.03=0.52mA，提供给V7、V8电流镜，V7、V8各获得0.04mA。
V4、V5、V6、V7、V8工作电流均为0.04mA。
（2）假内部三极管的fT值为100—200MHz，当工作电流小的时候fT为10—100MHz，由此间接估计三极管内部的等效电容。cb结电容均假设为1—2pF。V4、V7 、V8、V9等三极管工作电流小，所以fT要小很多（结电容为主，扩散电容较小）。
（3）V4、V5工作电流较小，通常小电流时电流放大倍数也较小。设V4的放大倍数为50倍左右。 （4）为方便计算，设V9、与V10的电流放大系数相同，V9、V10与电流增益直接相关，它们的放大倍数可由TL431数据表间接计算出来。
注1：晶体管的低频放大倍数与直流放大倍数是不相同的，静态工作电流小时二者相差不大，静态电流大时二者可能相差很大，具体与该晶体管的特性有关。
二、TL431带隙基准电压产生原理
带隙基准产生的原理不是本文要阐述的主要问题，但TL431内部的基准电路与增益和关，所以有必要对其分析。
1、Vbe压降在室温下有负温度系数约C=-1.9至-2.5mV/K，通常取-2mV/K，而热电压UT=DT在室温下有正温度系数D=0.0863 mV/K，将UT乘以适当倍率并与Vbe相加可大大消除温度影响。 注：UT=KT/q，式中K为波尔兹曼常数，T为绝对温标中的温度，q为单位电荷，常温下UT=26mV。
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2、正温度系数电压基准的产生：
（1）I2的性质：
Is1、Is2与温度有关，但它们的比值基本上与温度无关，当I1/I2为常数，则a为常数，那么Ure、I2与热电压UT成正比，因Ud2与I2成正比，所以Ud2也与UT成正比，Ud2成为正温度系数的电压参考。Ube是负温度系数的电压参考，ΔU是V1、V2极电极压差，那么Ur=Ube+Ud2+ΔU，适当调整R2可使得Ube与Ud2温漂相互补偿，得到零温漂电压参考Uref=Ube+Ud2，Uref是一个特殊的内部电压参考，在电路中被分为二部分，中间被ΔU隔开。适当调整Ur，可使得ΔU=0，此时Ur=Uref，反之，当Ur≠Uref时，ΔU≠0。可见通过ΔU可察觉Ur是否与内部的Uref相等。通过深度负反馈电路调整Ur，容易使得ΔU=0，Ur=Uref，实际应用中，电路可能是浅反馈的，甚至是开环的，ΔU不一定为零，此时Ur与U
ref存在一定的差值，设差值为Ui，通过分析I1与I2的微变关系可得到Ui与ΔU关系。
TL431内部的电压参考模型可理解为Ur=2Ube1+UR2+UR3+ΔU，Uref= 2Ube+UR2+UR3
Uref实际上是外推禁带能隙电压，外推到T=0时，Ud2=0，则Uref=Ube。
（2）I1与I2的微变关系：
设电路中V1、V2的be结微变电阻为r1、r2
可见当I1发生变化时，I2会跟着发生变化，但二者变化率是不相同的。因此I1变化时，Ud1与Ud2电压变化率也不相同，如果Ud1、Ud2的初值相同，当I1变化时，Ud1与Ud2将因变化率不同而产压差。微变电阻反映电压与电流的微变关系，并不反映温度与电流、电压的
微变关系，所以温度引起的I1、I2变化不满足上一等式，实际上温度引起的I1变化不会造成I1、I2变化率不同，如果I1的变化是Ur引起的，那么上式成立。
空载时压差：
对于图（1）
图（2）计算麻烦一些，但结果类似，压差比图（1）的要小一半多。
可见a值越大压差越大。a值也不是越大越好，当a值大于2以后，压差增加不明显，而a值增大，意味关I2要减小很多（二者存在指数关系），对比较器的输入阻抗要求很高。通过调整Re可改变a。实际电路是有负载的，产生的压差要小一些。
3、温度补偿的计算：
对于TL431，设Ube1+Ube2的温度系数为-2*2=4mV/K，下文计算表明，由于电流变化造成V1、V2的be结分别多产生0.0863mV/K的正温度系数补偿，Ube1+Ube2的实际温度系数为(2-0.0863)*2=3.83mV/K，那么需3.83/0.0863=44.4个UT进行温补偿，因此Ud=44.4*26mV
电动车防盗器原理=1.154V，此时若有Ube1+Ube2=1.34V，则基准电压为1.34+1.154=2.494V=Uref。电路中适当控制Re与R1、R2、R3的比例关系可使得Ud上电压为44.4*UT。
（1）be结压降与温度的关系：
当温度变化时，电路中通过负反馈保持I1与I2的比值不变，但I1与I2的绝对数值却改变了，造成PN结电压发生变化，另一方面即使电流不变，温度的变化也将直接造成结电压变化：
用该算式运算不太方便，可适当变换：
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选取适当的a完成温度补偿：
从上式看到当a确定后，精确调整R1、R3可使上式成立。
4、基准极电压变换为电压差信号：
内部参考电压是Uref=2.5V，当Ur偏离Uref时，将在V1、V2的集电极产生不平衡电压。设输入偏离量为Ui，输出量为ΔU=Uo2-Uo1。
电路中V1、V2的be结等效为电阻r1、r2，I1、I2是微变电流，为了书写方便，微变电流不再使用Δ符号：
上文已得到：
又有：
代入压差算式得
R1不能太小，否则K值过大，ΔU变小。
如图利用叠加定理求Uo2端的输出内阻，Ui接地，I2是受控电流源，不能去掉：
经以上计算得到输出信号为Uo2-Uo1≈Uo2，输出信号为输入信号幅度的25%，Uo2的输出内阻为8.1k，幅度减少的原因是V2三极管不起电压放大作用，而信号经几个电阻后变小了，不过电路的频率特性良好。
三、电流放大过程：
V3的放大倍数：V3的静态工作电流是0.26mA，从数据表中查得基极电流（Iref）为2uA，因此V3的放大倍数约为0.26mA/2uA=130倍。
放大器的夸导：如上图TL431输入阻抗高，输出则以恒流源方式输了，所以有必要计算跨导。当Uo不变，Ui变化将引起Io变化，跨导g=|ΔIo/ΔUi|。该值表示输入电压对输出电流的控制能力。g与数据表中的动态电阻有关，动态电阻r=|ΔUo/ΔIo|。数据表中给出参考极与阴极连接时的动态电阻为0.2欧，远小于ro（约为200欧）因此流经ro的电流可忽略，此时Uo=Ui，所以g=ΔIo/Δuo=1/r=5A/V。g值的大小与电路内部V9、V10三极管的放大能力有关。误差信号Ui经V3射极跟随器（无电压增益），再经R3、R1、R2、V1、V2等基准生成相关电路衰减为0.283Ui，再送入V4进行放大（以电流源方式输出），V4与V6接成共基——
共射电路，使得V4集电极静态电压稳定在1.2v左右，可大大减小V4的集电极电流受阴极电压改变的影响，这样的设计是必要的，因为V4存在bc结等效电阻（阻值很大），由它产生的附加电流经前级内阻分流后仍有10—20%进入V4的基极，再经几十倍的放大后产生很大的电流偏差，所以V4、V6的组合使用显得非常必要，另外V5的集电极电压也稳定在1.4v左右，这样V4、V5的工作状态基本对称，有助于精确比较前级送来的误差电压；接下来信号送入V7、V8构成的电流镜（无电流增益），最后经V9、V10复合管进行电流放大。因此电流放大实际上只有V4和V9、V10复合管这两级，V4电流放大30倍以上，复合管电流放大10000倍以上。V8的cb电阻对电路也有影响，但受到V7分流后，实际进入8基极的电流变小几十倍，所以没有必要象V4那么使用共基——共射电路。
Ui经基准生成电路衰减后，从R2输出已变为0.28Ui信号源，输出内阻为8.1k kΩ，V4将此电压转换为电流，转换后的电流为I=β*0.27Ui/(8.1k+β*26mv/0.04mA)，若β=50则I=0.00034Ui，再经带隙基准V9寻路网、V10放大15000倍，得输出电流Io=5Ui，即 g约为5A/V。V4的工作电流小，输入阻抗较高，而前级输出阻抗较低（约8.1kΩ），所以V4放大倍数对电流增益影响不明显，对g的影响就不大， g的大小主要由V9、V10决定。V3直接影响输入阻抗，V4间接影响输入阻抗，因为如果V4输入阻抗低，那么前级的静态工作点（由R1、R2、R3
、Re等决定）必须设计得大一些，就会造V3的输入阻抗降低。综上，V1、V2、V3用于产生电压基准同时生成误差电压，V3、V4有提高输入阻抗的作用，V4、V5对误差电压放大并以恒流方式输出，V9、V10对V4、V5送来的误差电流放大并直接决定夸导的大小。
内部电路图中没有ro，ro是V8、V9等三极管的ce、cb电阻引起的，虽然cb电阻很大，但经过上万倍的放大后，在输出端等效为较小电阻，它与输出负载并联。
TL431设计得非常简洁，只有三个引脚，阴极既是输出脚又是内部工作电源的提供脚，如果把阳极看作地，那么输出信号则通过阴极直接反馈到前级，如果把阴极看作地，则V9、V10则以射极跟随方式输出，信号从阳极出输并反馈到前级。不管从哪个角度分析，内部的反馈总是明显存在，因此有必要对TL431的稳定性作进一步分析。
四、从幅——频特性曲线图初步理解TL431的频率特性：
图中给出开环增益A下降6dB点为10k，3dB的为fp=6k。fp是主极点，下文分析得知fp是一个与负载有关的重要参数。
当频率为10—100k时，增益下降速度为6dB每倍频，当频率大于100k以后，增益下载快些，但没有达到12dB每倍频（不完全是二阶的）。增益曲线与负载之间有很大关系，相位与频率之间的关系则更复杂一些，直接从内部电路中看出频率特性是比较困难的，需进行必要的计算才可能得到比较准确的结果。
注1：3dB拐点看得不是很清楚，可直接从图中读取6dB点，6dB点与3dB点的频率之比为1.732。
注2：波特图中的测试电路虽有负反馈电路，但对交流信号而言，由于信号源内阻低，可认为没有外部的交流负反馈。
空调百叶风口五、TL431内部的多次出现的局部电路分析：
图中是一个带发射极电阻的电路，电路中的C是be结内部的等效电容，这种结构的电路在TL431内部中多处出现，因此有必要事先分析一下这种电路的频率特性，以便直接应用结论：
·三极管工作于线性放大时，通常有以下关系：
·已知Ub求Ube与Ue
接下来易得以下几个结论
（1）关于Ue（发射极输出与Ub的关系）：
当R>>Rm时时Re≈Rm，Ue与Ub的相位差可忽略。
（2）关于输入阻抗或导纳（输入电流与Ub的关系）
从输入端看进去等效为1个电阻与1个电容并联：
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