罗先才
无锡华润矽科微电子有限公司
摘要：电压基准根据参考源的不同可分为对正电源基准源、对负电源基准源、对地基准源和浮动基准源四种；根据电压的不同可分为1V低电源基准、1.25V基准、2.5V基准、高压基准和任意电压基准；根据使用的核心补偿器件不同又可分为传统带隙基准、耗尽增强型基准、齐纳二极管基准等几种结构。在电路设计过程中，如何根据工艺条件和电路需要自由地选择合适的基准源电路，是电路得以快速设计成功的基石。本文通过分析比较各种结构的实现原理、优缺点以及改进措施，使这一选择变得更加的清晰和简明。 关键词：带隙基准，齐纳二极管，耗尽型MOS场效应管，低电源带隙基准，浮动基准
maop1引言
在模拟或数模混合集成电路设计领域中，高性能电压基准源设计是关键技术之一，电压基准源为电路提供高精度基准电压或由其转化为高精度电流，为电路提供稳定而又精确的偏置。由于工艺离散性的存在，如何选择合适的基准源结构，降低温度漂移，提高电路精度、保证批量制造IC时带隙基准电压源精 度的一致性，是进一步改进基准电压源设计的重要课题。因此需要在工艺条件有限的情况下，更多地从电路设计结构选择上着手，并在所选结构上加以改进以设计出满足要求的基准源电路。
2传统带隙基准
2.1经典带隙结构及其改进
传统带隙基准源是用一个正温漂得U
T 和一个负温漂的U
BE
求和得到的一个零温漂的参考电
压。其基本原理如下左图所示，三极管发射结压降U
BE
在室温下的温度系数为－2.2mv/.C，而热
电压U
T
(k.T/q)的温度系数为0.085mV/.C，如图中，将这两个参数求和得：
U
REF =KU
T
+U
BE
在室温条件下上式对温度T求微分，并使这一微分结果为零，即可解出K得理论设计值，最后使得输出电压U
REF
理论上在室温附件基本零温漂。其图中的PNP通常是Nwell工艺中的寄生P+/NW/Psub三极管，设计出来的基准通常是相对GND的稳定电压。在Pwell工艺中寄生三极管则是N+/PW/Nsub，下面的示意图正
好上下颠倒过来即可，这样设计出来的基准也正好是相对电源的稳定电压。
利用上面的原理设计出来的经典带隙电压基准源电路如右图所示：这个电路原理不难理解。但是仔细的分析发现，由于M1,M2不可避免的镜像失配，当电路精度要求较高时，该电路图不能满足要求。因此将该电路的三支路结构改为两支路，同时将启动电路并入OPA中，并选取两级高增益OPA，为了减小失调的影响，设计中采用较大的m,n比值。
进一步仔细的分析还是会发现M0和M1由于Vds相差较大，左右两路的电流比例还是不准确等于n。因此做进一步的改进如上右图。增加一个电阻R3，并使I3*R3=I2*R2，从而基本消除沟道调制效应的影响。另外由于输出电压直接取自OPA反馈环路，对环路稳定性存在影响，因此增加RC低通滤波器隔离反馈环路与容性负载，同时还改善了低通滤波器带外的PSRR特性。相关采用该技术的电路有文献报道，在0.6um CMOS工艺平台的流片结果为：99.75%的电路在1.23+0.02V范围内，比改进前的方案提高了+10mV；同时在－40到85度的温度范围内，温漂为16 ppm。
下图是传统带隙基准的另一种形式，反馈回路不带电流镜比例MOS管。比例电流直接由R1,R2的比例确定。比较这个电路图和上面改进后的电路结构，是否发现两个电路有着惊人的相似。
2.2 2.5V基准源电路
传统2.5V的基准电压如下左图所示，其输出电压为：
U REF =KU
T
+2U
BE
但是仔细的分析发现：由于寄生PNP三极管的Beta通常通常都不大，基极电流对电路的精度有一定影
响。如何消除基极电流的影响？设计中做了如下右图的巧妙优化：利用镜像电流源的原理，抽取掉基极电流。但是，设计必须清楚PNP管的Beta，正确的设计比例关系才可以使得电路正好可以抽取掉这一部分电流，否则可能弄巧成拙。
www.wifiok.info2.3低电源电压基准源
2.3.1 1V电源电压带隙基准源
随着集成电路工艺的发展，集成电路的集成度愈来愈高，器件尺寸越来越小，工作电压越来越低，而传统的能隙基准源产生的基准电压较高，大约为1.2V左右，超出了电源电压的工作范围，因而限制了其应用。当电源电压更低，甚至1V以下的时候就必须重新设计新的基准源电路结构，来实现能隙基准源。特别是采用常规CMOS.工艺实现1V电源下工作的能隙基准电压源对设计更是一个新的挑战。左下图是其工作原理图，其输出电压为R4电阻上的压降：
仔细的分析不难发现，电路中OPA的输入共模电压约为一个二极管压降，同时运放输出电压为 VDD-Vtp，由于电源电压只有1V，因此为输入对管设计合适的共模电平是一个问题。因此一种方案是：采用开启只有0.3V左右的原生NMOS管作为OPA输入对管，同时OPA选择折叠式运放以改善运放低压下正常工作。
捕鼠器制作另一种设计是如上右图所示，通过电阻分压，降低共模电平，采用PMOS输入对管。
其输出参考电压为：
利用电流镜的比例关系，还可以设计出可编程的输出参考电压电压，电路结构如下图所示：
2.3.2 0.6V 电源电压带隙基准源
由于工作电压的进一步降低，有报告称利用工作在弱反型区的NMOS 管代替PNP 已经设计出了工作电压低至0.6V 的基准源电路。
下面分析电路的温度特性：对于工作在弱反型区的NMOS 管的温度特性，假定漏电流保持不变，NMOS 管源端与衬底之间的电势差为零，漏端与源端的电势差大于4V T (V T 常温下为26mV)，此时NMOS 管的栅源电压与温度的关系式如下：
其中：
式中K G 表示栅源电压的温度系数，T 0一般取室温300K ；K T 为阈值电压V TH 的温度系数，
在工作环境的温度范围内一般可认定为常数；V OFF 为BSIM3模型中MOS 管从强反型区过渡
到弱反型区工作状态时的阈值修正项.由上式可以发现在弱反型区工作的MOS 管VGS 具有近似恒定的负温度系数。
氮化硅结合碳化硅制品图中MN1,MN2工作在弱反型区时有
其中，μ为沟道内载流子的迁移率；C d 为单位面积的耗尽层电容；S 为沟道的有效宽
长比；ζ为亚阈值坡度因子，假设R1=R2,I D,NM1=I D,NM2，得到：
忽略ΔV
TH
，根据上面关系式得出输出电压的表达式：
可知，当M1,M2的器件尺寸满足下式时：
输出电压的温度系数近似为零，考虑到阈值电压的温度系数随温度变化有一定的浮动，上式还有待仿真验证.设定NM1,NM2的器件尺寸S2=8S1，利用spice确定R2/R3＝3.4，这与仿真得到的数值仅相差2％，验证了上述推导过程的可靠性。
2.4可变电压带隙基准源
上面设计除了1V以下、1.25V和2.5V的带隙基准，接下来1.25－2.5V之间，2.5V以上任意电压基准源又如何设计呢？这可以通过带隙基准和简单的放大器结构来实现，如下图所示，输出电压:
带隙基准
V
REF _gnd= -[V
防辐射口罩BE
+V
T
*ln(m*n)*(R3+R2)/R2]*(1+R4/R5)
当然电路由于是对地的负电压基准，电路中的三极管是作真正的三极管用途，不过该设计的好处在于：当它也设计成2.5V基准时，该结构基准与三极管放大倍数无关。不象上面2.5V基准结构中，输出基准受Bipolar放大倍数的影响。
2.5浮动电压基准源
在一定的电路设计中，有时还需要浮动的基准源，典型的原理图如下图所示：由于镜像电
流源的关系，R5上的压降为V
T *ln(n)*R5/R1；由于R6上的压降为Q4的V
BE
，因此R4上压降为
V
BE4
*R4/R6，所以最后输出端的电压为:
Vout=Vop-Von= V
T *ln(n)*R5/R1+ V
BE4
*R4/R6
选择合适的电阻三极管比例即可设计出零温漂的浮动带隙基准源。
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