设计与应用・220・
计算机测量与控制.2021. 29 ( 3)
Computer Measurement & Control
文章编号：1671 - 4598(2021)03 - 0220 -04
DOI ： 10. 16526/j. cnki. 11 — 4762/tp. 2021. 03. 043
中图分类号:V443
文献标识码：A
姚丽坤，姚 飞，付宗宝，田长盛，李 冰
(中国航天员科研训练中心，北京100094)
摘要：为解决航天服电源带载切换瞬间浪涌抑制功能失效问题，提出一种改进的浪涌电流抑制方法，增 加MOS 管栅极电压 快速泄放通道，设计相对独立的充电电路和放电电路，通过分析计算确定各阻容元件的参数值；仿真计算结果表明，MOS 管栅
极电压泄放时间由48.55 ms 减小为554 5 M s ，充满电时间由90 ms 变为42 ms ，放电时间加快，而充电时间相对稳定；经实验测
试，电源初始加电及电源切换加电瞬间，浪涌电流峰值均不大于3 A ，两种工况下浪涌电流都能得以抑制；改进后的浪涌抑制电 路有效地解决了带载切换过程中浪涌电流过大的问题，能够很好地应用于航天服的供电系统中。
关键词：航天服；浪涌抑制；电源切换；峰值电流；充电电路；放电电路
Design and Application Research of Surge Suppression
Circuit for Spacesuit
Yao Likun ， Yao Fei ， Fu Zongbao ， Tian Changsheng ， Li Bing
(China Astronaut Research and Training Center ，Beijing 100094， China )
Abstract : In order to solve the problem that the surge suppression function failed at the moment of spacesuit power switching
with load ，an improved method for surge suppression was proposed. The fast discharge path of MOS gate voltage was added ，the rela
tively isolated charging circuit and discharging circuit were designed ，and the parameters of resistance and capacitance were determined through analysis and calculation. The simulation and calculation results showed that the discharge time of MOS gate voltage was re duced from 48. 55 ms to 554. 5 y s ，and the charge time was changed from 90 ms to 42 ms ，the discharge time was accelerated while
the charge time was stable. The test results showed that the peak current was no more than 3Aat the moment of initial power on and
power switching ，which indicated that the surge current could be suppressed under both conditions. The improved surge suppression circuit could effectively solve the problem of excessive surge current in power switching with load ，and could be applied to the power suppysystem ofspacesuit.
Keywords : spacesuit ； surge suppression ； power switching ； peak current ； charging circuit ； discharging circuit
o 引言
航天服一次供电采用28 V 直流供电，有两路独立的供 电电源，为防止后端负载短路造成整个电源短路，供电电
源采取了过流保护措施［1］«两路电源切换由航天员在轨操
作手动控制开关实现，为减小航天员在轨着服加压操作难 度，同时考虑电子产品技术成熟性，对不影响航天员生命
安全的传感器、数据处理机、显示器等用电设备，不设置 单独的供电开关，而是由总电源开关进行设备加、断电控 制。这样总电源初始加电前，后端负载处于断电不工作状 态，而两路总电源启动后，由一路切换至另一路时，后端 负载处于加电工作状态，即航天服的供电工况包括电源初
始加电和电源带载切换加电两种工作模式。
由于航天服供电系统复杂，用电设备多，各单机设备
并不是纯阻性负载，而表现为容性、感性负载，特别是为 了有效抑制干扰，各用电设备在设计时采用输入端接有滤
波电容的DC —DC 电源模块，以提高设备在干扰环境下工 作的可靠性［2\由于DC —DC 电源的使用，在加电的瞬间，
会在其供电母线上产生一个很大的电流，这就是我们通常
所说的浪涌电流。浪涌电流产生的原因是由于DC —DC 电 源模块前端使用的容性器件，使供电负载往往呈现容性特 性，当此类电路接入供电母线中时，由于滤波电容处于尚
未充电的初始状态，供电电源接通的瞬间母线上便会产生 较大的浪涌电流值［3\浪涌电流的产生不仅给设备中元器 件带来很大的瞬时应力，有可能造成元器件受损，使电路
失效［4］，还可能超过电源母线的过流保护阈值，使电源不 工作，导致挂在母线上的用电设备断电停止工作。因此，
对航天服输入电流浪涌进行抑制来保护供电系统的安全, 是十分必要的［5］ «使用最为普遍的浪涌电流抑制方法是在 电路中插入适当的线性阻抗来抑制开机浪涌电流，该方法 适用于使用温度环境要求不高的小功率电源的场合闪。而
航天服使用环境复杂，供电系统可靠性求高，传统方法的 局限性决定了其在航天型号电源中必将被新的浪涌抑制方
式所取代⑺。基于MOS 管具有完全导通时的通态电阻只有
收稿日期：2020 -08 -07；修回日期：2020 -09 - 14.
作者简介：姚丽坤(1977 -)，女，山西阳泉人，硕士，副研究员，主要从事航天服工程方向的研究。
引用格式：姚丽坤，姚飞，付宗宝，等.航天服浪涌抑制电路设计和应用研究［J ］.计算机测量与控制，2021,29(3)220 - 223.
压延膜第3期姚丽坤，等：航天服浪涌抑制电路设计和应用研究・221・
几十毫欧,MOS管通断易于控制，开关速度快等特点⑻，
航天服一次供电母线采用MOS开关管浪涌抑制方案来抑制
电源启动瞬间大电流的产生，从而保护电源和用电设备的
安瓿印字机
安全。
根据航天服的供电模式，初始加电时，一路电源接通,
经过流保护电路后，通过总的浪涌抑制电路，输出至各设
备滤波电路和DC/DC变换模块，提供设备供电；带载切换
加电时，另一路电源接通，经过流保护电路后，仍通过总的浪涌抑制电路，输出至各设备滤波电路和DC/DC变换模块，给设备供电。在两种工作模式下，对原设计的浪涌抑制电路进行测试，发现初始加电时，原浪涌抑制电路正常工作，可将启动瞬间供电母线上的电流限制在允许范围内，后端负载平稳加电；而电源切换加电时，供电母线上却产生了较大的浪涌电流，浪涌抑制电路没能起作用，导致供电母线过流保护，挂在母线上的所有用电设备断电停止工作。本文针对该现象，详细分析了浪涌抑制电路的工作原理，提出了一种可行的浪涌电流抑制方法，改进了浪涌抑制电路，并通过仿真分析和实验测试，对改进电路的浪涌抑制效果进行了验证。
1原浪涌抑制电路原理
航天服供电系统要求，满载情况下供电母线上的浪涌电流峰值不大于3A，最初设计的浪涌抑制电路如图1所示，由MOS开关管V2、电阻犚1、电阻犚2、电容C］、电容C2组成的延时网络以及稳压二极管V1组成。MOS开关管V2串联在28V供电正线上，其栅极电压受专门设计的RC 网络控制，当初始加电
时，母线通过犚1、犚2向电容C］、犆2充电，由于电容犆、犆2两端电压缓慢升高，开始时MOS 管栅极电压低于导通阈值，漏源截止，随着电容犆、犆2逐渐充电，MOS管栅源电压逐渐升高，漏极与源极阻抗逐渐降低，达到阈值电平，V2导通，完成对电路后端电容（包括滤波电容以及容性负载电容）的恒流充电，从而使MOS 开关管起到浪涌电流抑制作用型。稳压二极管V1保护MOS管栅源电压在安全范围内，防止高压击穿损坏。电路中V1选用ZW61稳压二极管，正常工作电压13〜14V，各阻容参数的选取如图1所示。通过测试证明这种MOS管开关电路对容性负载有很强的适应能力，适当延长开通时间，能够很好地抑制电容充电瞬间所产生的浪涌电流［10］。该电路外围器件只有少数电阻电容，在实现抑制功能的同时，具有功耗低、电路易于实现、控制电路简单、可靠性高等特点。
2存在问题
2・1电源初始加电时浪涌抑制功能测试
接实际负载对图1电路抑制效果进行测试，初始加电时启动电流波形如图2所示，由图可知，启动电流峰值2.7 A，满足不大于3A的要求。
2.2电源带载切换时浪涌抑制功能测试
通过开关切换至另一路电源工作时，启动电流波形如
图1航天服浪涌抑制电路
图2初始加电时浪涌电流波形
图3所示，峰值达11.3A，远大于3A，超过供电母线过流保护阈值，导致电源过流保护，负载断电停止工作。
1通道一MOS管栅极电压（约10V）
2通道一浪涌电流波形（峰值电流约11.3A）
图3电源切换时浪涌电流波形
2・3问题分析
两种工况下，采用同样的浪涌抑制电路，为什么电源带载切换时电路没起作用？分析图1电路，初始加电稳定后MOS管栅极电压匕可通过下式计算：
匕=E X R1/CR1+犚2）（1）式中，E为电源电压。
图1电路中，E为28V，R1为20k Q，R2为36k Q。计算可得MOS管栅极电压匕为10V。查看图3，电源
切换时MOS管栅极电压维持在10V左右，与计算的稳态工作电压一致，说明此时MOS管处于导通状态，无法控制负载缓慢加电，从而没能起到控制浪涌电流的作用。
进一步分析，电源带载切换过程中，手动开关有2〜6 ms的短暂断电过程，在此时间内电容犆端电压从10V开始放电，放电时间常数厂通过下式计算：
t=RC（2）式中，R为等效电阻，C为等效电容。
电路中R为R1与R2的并联阻值，C为C1、犆2的串联
・222・计算机测量与控制第29卷
电容，计算可得放电时间常数「约为30ms。
放电时间方计算公式为：
狋=r ln（V M/V f）（3）式中,N u为电容放电时的初始电压（即MOS管栅极电压），匕为任意时刻》电容上的电压。
电路中,t为30ms，犞狌取10V，狋取2〜6ms，计算可得匕为8.2〜9.35V o即开关切换2〜6ms断电时间内，电容电压从10V降至82〜9.35V,MOS管栅极电压也被钳位在82〜9.35V，仍高于其开启电压2〜4V，因此在2〜6ms时间内，MOS无法关断，再次加电时起不到浪涌抑制的作用，导致出现了11.3A的峰值电流。
3浪涌抑制电路改进设计
通过上述问题分析，电源切换时要使浪涌抑制电路能够正常起作用，应加快电容电荷泄放速率，使开关转换2〜6ms断电时间内,MOS管栅极电压降低到2V以下，确保其正常关断。根据公式（2），加快电容泄放速率，应减小放电时间，也就是减小电阻R和电容C的值。由图1可知，电容充、放电回路相同，充、放电时间常数均由犚、C决定，减小R、C的值，可减小放电时间，同时也会减小充电时间，这将影响上电时MOS管漏极电压线性下降的斜率，该斜率决定浪涌电流的最大幅值，为保证上电时浪涌电流峰值不超过3A，减小放电时间的同时还应保持充电时间基本稳定。
为此应采用不同的充、放电回路，在原浪涌抑制电路基础上，设计专门的MOS管栅极电压快速泄放通道，以达到设计目的。改进后的浪涌抑制电路如图4所示，增加一组电阻犚4、犚5，并联在原浪涌抑制电路前端，作为放电时电容电荷的专用泄放通道；取消原有的稳压管V1，增加一只隔离二极管V3，将放电电路和充电电路相对隔离。利用二极管的单向导电性，电源加电时使V3正端电压低于负端电压,V3截止,28V仍通过R】、犚2给C］、犆2充电，负载缓慢加电，浪涌电流得以抑制；电源切换时，在2〜6ms断电时间内，V3负端电压快速降至0V，正端电压高于负端电压，V3导通，电容电压通过R1、犚2、犚4、犚5并联网络快速泄放,MOS管迅速恢复至关断状态。这样开关切换接通另一路电源时，MOS管可正常导通，起到浪涌抑制作用。
在原电路基础上，调整各阻容元件的参数，设置不同的充放电时间，以实现初始加电及电源切换加电瞬间浪涌电流都可以得到有效抑制，各元件参数取值详见图4，主要考虑如下：
1）C1、犆2的选取：为加快放电速率，增加犚4、犚5泄放通道的同时，适当降低C1、犆2的等效电容，以减少断电过程中需要泄放的电荷数量。本例中将C l、C2电容值由4.7m F降至0.47m F，串联后的等效容值由2.35M F降至0.235m F o
2）R1、R2的阻值：R】、犚2的阻值调整主要考虑两个因素：1）根据G、C2容值降低，适当提高R】、R2阻值,
兑换频率限制
井水空调220k Q(原36kQ)
T
82k Q(原20k Q)
0.47uF(原4.7u F)—
S.用一D
O4711F(原4.7U F)
IRF540
图4改进后的浪涌抑制电路
柴油车节油器
以维持浪涌抑制电路充电时间基本稳定；2）为通过调整R1、R2分压，使加电过程中V3正端电压低于负端电压，并能适当降低电容G端充满电时的电压，以进一步加快放电速率。经计算验证，将R1由36k Q增大至220k Q,R2由20k O增大至82k Q，通过公式（2）计算，充电时间常数t由30ms变为14ms，通常认为经过3个充电时间常数t后，电容已充满，因此电容充满时间由90ms变为42ms，保持在一个数量级，基本稳定；电容C1正端电压由10V降至7.6V，能够保证MOS管的正常开启。
3）R4、R5的阻值：为加快泄放速率,R4、R5作为专用泄放通路并联在R】、R2两端，其阻值的选取应配合R】、R2、C1、C2，使电路放电时间小于2〜6ms；同时通过R4、R5分压，确保加电过程中V3负端电压高于正端电压,V3关断。经计算验证，R4取值4.7k o,R5取值2.2k Q。放电时间根据公式（2）、公式（3）计算，放电时间常数为343.5s，电容从充满时的7.6V放电至2V时所用时间为463s s，远小于2ms。加电时，V3负端电压通过R4、R5分压获得，计算为8.9V，高于其正端电压7.6V,V3能够关断。
4）取消原有的稳压管V1：电路更改后，原V1管不在起作用，原因是若G端电压异常增高超过8.9V,V3正端电压高于负端电压导通，导通电压0.2V,C1端电压被限制在9.1V左右，即MOS管栅极电压也被钳位于9.1V，不会受高压冲击，因此稳压管V1去除后，不影响保护功能。
4仿真分析
搭建仿真平台，对改进前和改进后电路的浪涌抑制效果进行分析。改进前电容电压从10V开始泄放，放电波形如图5所示，从10V降至2V所需时间为48.55ms。改进后电容电压从7.6V开始泄放，放电波形如图6所示，从7.6V降至2V所需时间为554.5M s o可以看出，改进后电 路泄放时间大大缩短，远小于2ms。
对改进后电路的充、放电趋势进行仿真，仿真结果如图7所示。可以看出，MOS管从7.6V放电至0V，
然后又从0V充电至7.6V，放电时间短小于2ms，而充电时间
第3期姚丽坤，等：航天服浪涌抑制电路设计和应用研究・223・
Timebase
Channel A Channel B Trigger Scale: 20 msQiv Scale: 2 VQiv Scale: 5 VQiv Edge: Q(
图5改进前MOS 管栅极电压泄放波形
Scale: lmsQv : Scale: 2 V/Div
Scale: 2 V/Div
Edge: £
图6改进后MOS 管栅极电压泄放波形
较长约40 ms ，实现了充电时间基本稳定，放电时间快速减
小的目的，与设计思想一致。
5 实验验证
制作图4的浪涌抑制电路板，连接2路电源和负载进行
测试。设备初始加电时启动电流波形如图8所示，最大峰
值电流2.65A 。通过手动开关切换电源，启动电流波形如 图9所示，最大峰值电流2.63 A 。可以看出，两种情况下
启动电流波形一致，峰值均不大于3 A 。
*
80.0mA
SOOmAQ
M 10.0ms
2.65 A 2.65 A
图8初始加电时浪涌电流波形(改进后)
通过对比图3和图9可以看出，改进前浪涌电流峰值
11. 3 A ，改进后浪涌电流峰值2. 63 A ，电源切换上电瞬间
电流波形明显改善，幅值大幅度减小，有效地解决了带载 切换过程中浪涌电流过大的问题。
图9电源切换时浪涌电流波形(改进后)
6结束语
本文针对航天服电源切换时出现的浪涌抑制功能失效
问题，详细分析了浪涌抑制电路原理，提出了一种改进设
计思路和方法，增加了 MOS 管栅极电压快速泄放通道，采 用相对独立的充电电路和放电回路，确保充电时间基本稳
定，放电时间大大缩短。经仿真分析和实验测试，证明了 改进电路的浪涌抑制效果良好，有效解决了带载切换过程 中浪涌电流过大引起母线过流保护的问题，能够很好地应
用于航天服供电设备中。
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