Design of precharge drive circuit for GaN HEMT
GAO Sheng-wei
1，2，3
，
DUAN Yao-wen 1，LIU Xiao-ming 1，LI Long-nv 1，DONG Chen-ming 3（1.Tianjin Key Laboratory of Advanced Electrical Engineering and Energy Technology ，Tiangong University ，Tianjin 300387，China ；2.Postdoctoral Research Station of School of Mechanical Engineering ，Tiangong University,Tianjin 300387，China ；3.Tianjin JinWo Energy Technology Co.，Ltd.，Tianjin 300387，China ）
Abstract ：Because the traditional drive circuit is difficult to give full play to the high-frequency advantages of GaN HEMT袁
a drive circuit suitable for this device is designed in order to improve the working frequency of the circuit and make full use of GaN HEMT characteristics.By comparing the parasitic parameters and working characteristics of GaN HEMT devices and Si MOSFET devices袁the advantages of GaN HEM
T and the requirements for drive cir鄄cuits are obtained.Simulation with LTspice software proves that the drive circuit has the characteristics of low dissipation袁high speed and high/low level clamping.Finally袁Boost circuit is built to verify the effectiveness of the precharge drive circuit.The results show that under the operating conditions of 500kHz frequency and 75V output voltage袁the loss of the drive circuit is 45.8%lower than that of the resonant drive circuit.GaN HEMT de鄄vices can be turned on and off in 9ns and 15ns袁respectively.And the switching speed can be increased by 11ns and 24ns袁respectively袁compared with the switch speed under the independent pullar-irrigation driving con鄄
dition袁which can achieve the high-frequency characteristics of GaN HEMT.The circuit also has a high/low level
clamping function袁which greatly improves the working reliability.
Key words ：GaN HEMT ；drive circuit ；precharge ；clamp
摘要：由于传统驱动电路难以发挥新型器件GaN HEMT 的高频优势，为了提高电路工作频率，充分利用GaN HEMT 特性，
设计了一种适用于该器件的驱动电路。经过对比分析GaN HEMT 器件和Si MOSFET 器件的寄生参数和工作特性，得出GaN HEMT 的特点和对驱动电路的要求；采用LTspice 软件仿真，描述该驱动电路低损耗和快速性特征，实现高/低电平箝位功能；通过搭建Boost 电路，实验验证预充电式驱动电路的有效性。结果表明：在频率500kHz 、输出电压75V 的工作条件下，该驱动电路与谐振式驱动电路相比损耗下降45.8%，可实现GaN HEMT 器件在9ns 内开通、15ns 内关断，比独立拉灌式驱动条件下的开关速度分别提
高11ns 和24ns ，更能发挥GaN HEMT 高频特性，同时该电路还具有高/低电平箝位功能，提高了电路工作可靠性。
关键词：GaN HEMT ；驱动电路；预充电；箝位中图分类号：
TN386.1文献标志码：
A 文章编号：员远苑员原园圆源载（圆园20）
园1原园园69原08GaN HEMT 预充电式驱动电路设计
高圣伟1，2，3
，段尧文1，刘晓明1，李龙女1，董晨名3
（1.天津工业大学天津市电工电能新技术重点实验室，天津300387；2.天津工业大学机械工程学院博士后流动站，天津300387；3.天津金沃能源科技股份有限公司，天津300387）
收稿日期：2019-02-22
基金项目：国家自然科学基金重点资助项目（51337001）；国家自然科学基金资助项目（51777136）；新能源电力系统国家重点实验室联合基
金（LAPS16017）
通信作者：高圣伟（1978—），男，副教授，主要研究方向为电力电子应用。E-mail ：************************
第39卷第1期圆园20年2月
Vol.39No.1February 2019
DOI ：10.3969/j.issn.1671-024x.2020.01.012
天津工业大学学报允韵哉砸晕粤蕴韵云TIANGONG 哉晕陨灾耘砸杂陨栽再
随着微电子技术的发展，传统的Si 半导体器件
性能已接近其材料的理论极限。从最早的20世纪70年代末期国际整流器公司（International Rectifier ，IR ）
生产的IRF100型Si MOSFET ，到现在由英飞凌公司
（Infineon ）生产的耐压值为100V 的Si MOSFET IPB025N10N3G ，
其导通电阻已经由前者的100m赘下. All Rights Reserved.
第39卷天津工业大学学报
降至2.5m赘，Si功率器件的性能已经无法大幅度改进。相比之下，以GaN和SiC为代表的宽禁带半导体材料具有比Si材料更优异的特性，其工作温度更高、击穿电压更大、改观频率更快，更适合制备高性能电力电子器件。近年来，在GaN基高电子迁移率晶体管（GaN High Electron Mobility Transistor，GaN HEMT）方面有诸多研究成果[1]。宜普公司（Efficient Power Co-
nversion，EPC）、IR、松下公司、富士通半导体公司均在开发中高压的以Si为基底的增强型GaN功率器件。IR和EPC两家公司于2010年推出了低压增强型GaN HEMT，2013年Transphorm公司推出了
高耐压600V GaN HEMT系列功率器件。加拿大GaN System 公司研制出耐压值650V的增强型GaN HEMT。虽然GaN晶体管层出不穷，并且在高频高压领域有应用潜力，但由于器件性能以及应用频率的提高，传统的Si 器件驱动电路在高频下损耗过高，已不能满足GaN器件的使用[2-3]。文献[4]中提出一种结构简单的谐振式驱动电路，能通过电感实现能量向电源的回馈，但是由于电感电流连续，使环流损耗增加。文献[5-6]所提出的驱动电路，采用谐振原理，其辅助开关管采用脉冲信号控制，以降低电感环流损耗，避免上下管同时导通损坏电源，但是电感电流均从零开始增加，对栅极的充放电速度较慢。日本研究人员[7-8]提出一种适用于耗尽型GaN HEMT的驱动电路，电路有半桥结构和电阻、电容、二极管构成，由二极管将电容电压箝位在0 V，使GaN HEMT保持开通，电容反向充电后辅助管下管开通，向栅极提供负压使GaN HEMT关断。由于增强型器件与耗尽型器件导通机制不同，不能共用驱动电路。前者属于常闭型器件，系统断电时处于关断状态，而后者属于常开型器件，要使其关闭需要在栅极施加负电压，这使得系统存在短路的风险，所以在实际应用中增强型器件可靠性更高，应用也更加广泛。基于上述分析，本文针对增强型器件进行相关的仿真与实验研究。 本文提出一种适用于增强型GaN HEMT的驱动电路，实现增强型GaN HEMT快速可靠开关。该驱动利用电感的峰值电流对栅极电容进行充放电电，开关速度更快；并且具备高低电平箝位电路，使电路更具可靠性。
1器件特性对比
Si和GaN两种半导体材料典型特性如表1所示。相对于Si材料，GaN材料具有较大的禁带宽度，临界击穿场强也更高，大的电子迁移率是GaN HEMT能快速通断的材料基础。图1所示为Si和GaN器件的结构对比。图1（a）中Si MOSFET采用纵向结构来提高功率管的耐压能力，而图1（b）中GaN HEMT则采用横向结构提高耐压能力。同时，GaN材料具有较大的禁带宽度，这导致引起雪崩击穿时更高的临界击穿电场，因此GaN HEMT拥有更高耐压强度。图1（b）中GaN HEMT 中存在由AlGaN和GaN材料形成的异质结界面，在该界面处有很高浓度的二维电子气（2DEG），使得
GaN HEMT具有更快的开关速度[9]。
GS66502B（GaN System）栅源极正向耐压最高为7V，反向最大能承受10V电压，阈值电压为1.3V，当栅源极电压达到6V时完全开通。完全开通所需栅源极电压和栅极最大承受电压只相差1V，并且阈值电压也比Si MOSFET低很多。图2为GS66502B（GaN System）的栅极电容充电曲线。
由图2可知，在栅极上实现5V电压大约需要1.5 nC电荷，其中米勒电容需要由栅极驱动的峰值电流充电，为满足d V DS/d t的要求，驱动电路需要在3.75ns或
表1半导体材料特性比较
Tab.1Comparison of properties of semiconductor materials 材料
电子迁移率/
（cm2·V-1·s-1）Si 1400 GaN1500
禁带宽度/
eV
1.12
3.39
临界击穿场强/
（MV·cm-1）
0.23
3.30
（a）Si MOSFET结构（b）GaN HEMT结构
图1Si与GaN器件结构对比
Fig.1Comparison of Si and GaN device structure
源极
栅极
栅极源极漏极
漏极
AlGaN
GaN2DEG
图2GS66502B栅源极充电特性
Fig.2Gate-source charging characteristics of GS66502B
Q G/
nC
7
6
5
4
3
2
1
70--
. All Rights Reserved.
第1期更短时间内提供米勒电荷，驱动电路须提供0.516A 甚至更高的峰值[10]。若驱动电路能为栅极提供0.5A
的充放电电流，则约需要3ns 实现完全电压。
分析得出GaN HEMT 对新型驱动的要求：具有稳定输出电平的能力，否则将导致GaN HEMT 及栅极击穿或误动作；输出较大电流，使GaN HEMT 快速导通和断开；高频应用下由于开关次数增加，要求驱动电路低损耗，以减小电路能量损失。
2传统驱动电路分析
2.1独立拉灌式驱动电路
图3为独立拉灌式驱动电路拓扑及动作时序[10]。
图3（a ）中Q 为GaN HEMT ，S 1、S 2为2个辅助开
关管，D 1、D 2为二极管，电感L 1、L 2和电阻R 1、R 2与GaN HEMT 输入电容CISS 分别构成2条RLC 谐振回路，包括充电谐振回路和放电谐振回路，可独立控制GaN HEMT 栅极的导通与关断速度。
由图3（b ）可以看出，该电路虽能够分别控制器件
导通与关断的速度，但在开关过程中，电感电流均从0开始增长向栅极充放电，导致开关速度下降，难以发
挥GaN HEMT 器件的高频特性。
2.2谐振式驱动电路
图4为谐振式驱动电路拓扑及动作时序[5-6]。
图4（a ）所示为谐振式驱动电路拓扑，辅助开关管
为P 沟道MOSFET S 1和N 沟道MOSFET S 2，构成“推
挽式”结构，经过谐振电感L r 连接到栅极，
2个二极管D 1、D 2作为能量回馈时的续流通路，分别并联在电感
L r 与电源V DD 、电感L r 与地之间，谐振电容C r 并联在栅源之间。
该电路利用LC 谐振原理，开关过程中，通过电感
L r 和二极管组成的回路，
向电源反馈能量，以减小损耗。图4（b ）中，若辅助开关管的动作时序不能精确控制，电感电流i L 通过二极管续流的时间将被延长，在此过
程中会产生更多的环流损耗，降低驱动电路效率。
3预充电式驱动电路设计与分析
3.1电路拓扑设计
图5（a ）为预充电式驱动电路拓扑，其中，S 1—S 4表
影响力评估示4个N 沟道MOSFET 辅助开关管，用于控制驱动电
流的流向；C 、L 分别是串联电容与谐振电感，构成电流
（a ）电路拓扑
（b ）动作时序
图3独立拉灌式驱动电路拓扑及动作时序
遮蔽肩垫
Fig.3Topology and action sequence of independent
pull-pour drive circuit
V DD S 1
D S
D S
S 2
D 2
L 2
D 1
L 1
R 1
R 2
i G
C ISS
v GS +
-Q
S 1
S 2v GS i G
t 0
t 1t 2
t 3t 4t 5
t 6
t on
t on t off
ON
ON ON
（a ）电路拓扑
（b ）动作时序
图4谐振式驱动电路拓扑及动作时序
Fig.4Topology and action sequence of resonant drive circuit
V DD
S 1
S 2
D 2
L r
R 1
C r
i L C ISS v GS
+-Q S 1
S 2
v GS i L
t 0t 1t 2
t 3t 4t 5t 6
V DD +V D1ON
ON
D 1t 2a t 5a ON -V D2
高圣伟，等：GaN HEMT 预充电式驱动电路设计
71--
. All Rights Reserved.
第39卷
天津工业大学学报
谐振部分；V DD 为驱动电路电源部分；Q 为主开关管。如图5（b ）为该驱动电路的动作时序图，由电感电流峰值对栅极电容充放电，用时更短，速度更快。
3.2工作状态分析
该电路有4个辅助开关管、8种工作状态，图6为导通过程的4种状态，图7为关断过程的4种状态。
状态1：开通预充电阶段[t 0，t 1]。S 1处于关断状态，
S 1处于导通状态，将栅极电压箝位在0，S 4的体二极管导通续流。t 0时刻，S 3零电流开通，电流通过C s -L r -S 3-D 4-S 2回路，
向电感L 充电，充至最大值I L max
，充电时间为t 10，控制t 10长短可以调节电感电流峰值I L max
大小。
状态2：栅极充电阶段[t 1，t 2]。t 1时刻，S 2零电压关
断，电感电流以I L max
的大小向栅极充电（忽略开通期间电感电流的下降，电感近似为恒流源）。开通时间t 21由主开关管Q 的栅极充电电荷大小决定。
状态3：能量转移阶段[t 2，t 3]。t 2时刻，栅极被充电
至电源电压V DD ，S 1零电压开通。电感电流通过L -S 3-D 4-S 1-C 回路续流，电感能量向电容转移，减少能量损耗。栅极电压通过S 1箝位于V DD ，保证主开关管的可靠开通。
状态4：主开关管导通阶段[t 3，t 4]。t 3时刻，电感电
流i L 下降为0，二极管V D 4零电流截止。主开关管通过
S 1箝位于V DD ，
保证完全开通状态，减少通态损耗，提高可靠性。
状态5：谐振预充电阶段[t 4，t 5]。t 4时刻，S 4零电流开通，C-S 1-S 4-VD 3-L 形成回路，电容向电感转移能量，电感电流开始方向增长，上升到最大值-I L max
。
状态6：栅极放电阶段[t 5，t 6]。t 5时刻，栅极电压此
时仍箝位在V DD ，
S 1零电压关断。此时电感可以看做恒（a ）电路拓扑
（d ）状态4
图5预充电式驱动电路拓扑及动作时序
Fig.5Topology and action sequence of precharge drive circuit
V DD
S 1
C
S 2
VD 4
C ISS
Q S 1/S 2i G t 0t 1t 2t 3
S 2
S 4S 3VD 3
水平潜流人工湿地GaN HEMT S 3/S 4
i L v GS
t 4t 5t 6t 7
Q
t 8
S 1
S 2S 4
S 3
S 4
图6预充电式驱动电路导通过程
Fig.6Turn on process of precharge drive circuit
（b ）动作时序
（a ）状态1
（b ）状态2
（c ）状态3
V DD
L
S 1
C
S 2VD 4
Q
S 4S 3VD 3
GaN HEMT
L C GS
i L
V DD
S 1
C
S 2
VD 4
Q
S 4S 3VD 3
GaN HEMT
L C GS
i L
V DD
S 1
C
S 2
VD 4
Q
S 4
S 3VD 3
GaN HEMT
L
C GS
隐私保护通话
i L
V DD
S 1
C
S 2hxi
VD 4
Q
S 4S 3VD 3
GaN HEMT
L
C GS
72--
. All Rights Reserved.
第1期
流源，以大小为-I L max
的电流从栅极抽取电荷，直至栅源
极电压降为0。
状态7：能量回馈阶段[t 6，t 7]。t 6时刻，栅源极电压
为零，S 2零电压开通。电感电流通过S 2-S 4-V D 3-C 回路向电源回馈能量，减少损耗，直至电流降为0。
状态8：主开关管关断阶段[t 7，t 8]。t 7时刻，电感电流降为零，二极管VD 3零电流截止。栅极电压通过S 2箝位于0，保证主开关管截止状态，避免误导通，提高
可靠性。
3.3
参数设计
若GaN HEMT 的开通时间为t 21，栅极充电电荷为
Q ，
预充电时间t 10为2倍t 21，保证充分发挥主开关管性能，满足电路设计需要，电感量应满足：
L 1=V CC T 21
Q G
（1）电感量固定的情况下，预充电电流大小由电感电压和预充电时间决定。主开关管开通时的预充电电压为（V DD -V C ），预充电时间是[t 0，t 1]记为t 10。
主开关管开通后电感能量向电容转移的时间为[t 2，t 3]，之后电感电流为0，能量全部转移至电容C ，此时电容电压为V C 。
根据伏秒平衡原理，电容电压应满足：
（V DD -V C ）t 10=V C t 32（2）式中：V DD 为驱动电源电压；V C 为电容两端电压。假设t 10=t 32，可得：
V C =V DD
2（3）图6（a ）中，电容与电感串联预充电时间为t 10，电容电压波动幅值为：
V C =1
C t 10
0乙
V DD -V C L t d t =V DD 4CL t 2
10
（4）为保证与充电期间电流斜率不变，电容值应满足：
C 逸V D
D 4驻V C L
t 2
10
（5）3.4损耗分析
图8所示为主开关管导通过程中的栅极电压与
栅极电流波形，导通过程分为3个阶段，分别计算其
导通损耗。
[t 0，t 1]阶段如图6（a ）所示，电感电流的路径为S 3-VD 4-S 3。
I G _ON =V DD -V C L
t 10（6）
I rms_t 10
=I G _ON
t 10f s 3
姨
（7）
（d ）状态8
图7预充电式驱动电路关断过程
Fig.7Turn off process of precharge drive circuit
（a ）状态5
（b ）状态6
（c ）状态7
V DD
S 1
C
S 2
VD 4
Q
S 4S 3VD 3
GaN HEMT
L C GS
i L
V DD
S 1
C
S 2
VD 4
Q S 4S 3VD 3
GaN HEMT
L C GS
i L
V DD
S 1
C
S 2
VD 4
Q S 4
S 3
VD 3
GaN HEMT
L
C GS
i L
V DD
S 1
C
S 2
VD 4
Q
S 4S 3VD 3
GaN HEMT L
C GS米勒板
图8栅极充电波形Fig.8Gate charging waveform
t 1
I G _ON
t 2
t 3
t 0
i L
V DD v GS
高圣伟，等：GaN HEMT 预充电式驱动电路设计
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