一种基于LCL型光伏逆变器并网系统及QVR控制方法

一种基于lcl型光伏逆变器并网系统及qvr控制方法
技术领域
1.本发明属于光伏并网逆变器控制技术领域，更具体地涉及一种基于lcl型光伏逆变器并网系统，还涉及一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法。

背景技术：

2.伴随能源需求的日益扩大，以光伏发电为代表的可再生新能源分布式发电系统正迅速发展，其中并网逆变器常作为并入电网的重要接口以实现电能传输。由于并网逆变器桥臂输出侧为pwm信号，其中含有大量高次谐波，会对并网电流质量产生不利影响，因此逆变器输出电流必须经过滤波以满足入网要求。lcl滤波器因具备低频段增益、高频段纹波衰减的优点，在并网逆变器中得到广泛应用，但lcl滤波器相频特性存在一个相位发生-180
°
跳跃的谐振频率点，显示其具有固有谐振特性，产生的谐振尖峰易导致系统发生震荡。
3.针对lcl型逆变器谐振尖峰的抑制方法主要分为无源阻尼法和有源阻尼法。无源阻尼的方式简单直接，但是由于添加了无源元件，增加了电路复杂性，且会增加系统的成本和体积；有源阻尼法是通过反馈合适的状态变量，从控制的角度，得到与实际电阻等效的阻尼效果，其中电容电流反馈方法得到广泛应用，可有效抑制系统谐振。
4.在实际电网下系统下，光伏逆变器并网系统会出现谐振问题，入网电流会发生波动、谐波含量增加等问题，导致产生电流畸变问题，使得并网输出电流质量较差。目前，并网电流的主流控制有比例(pi)控制、谐振(pr)控制和滞环控制等。pi控制器对直流量可实现无静差跟踪，但对交流量跟踪效果差以及抗电网扰动能力差；pr控制器可实现对交流量的无静差跟踪，但完成对谐波频率的单位跟踪，但容易在谐振频率点处附近发生过冲，进而放大谐振频率附近的噪声，极大影响了系统性能；滞环控制响应速度快、无需载波，但是滞环带宽不易设置。
5.因此，针对并网电流控制准确性要求和并网系统的稳定性的要求，需抑制并网电流中低频谐波和谐振电流含量，如何抑制系统谐振谐波，提高输出电流质量是本领域技术人员亟需解决的问题。

技术实现要素：

6.本发明的目的是为了针对现有技术存在的上述问题，提供一种基于lcl型光伏逆变器并网系统，还提供一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法，采用准矢量谐振控制器qvr为指定频率的交流信号提供足够的幅值增益，有效提高控制带宽，具备更优良的选择特性，提高对光伏逆变器输出电流谐波的抑制能力。
7.为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种基于lcl型光伏逆变器并网系统，包括逆变器，还包括lcl滤波器及控制回路，逆变器输出侧与lcl滤波器相连接，控制回路，用于利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基
波的相位信息，根据相位信息和给定电流参考幅值与合成电流参考值，并将电流参考值经过anti-park变换得到电流参考值与，将lcl滤波器网侧电感输出的三相电流值进行clark变换得到两相静止坐标系下的lcl滤波器的网侧电感输出电流值与，计算电流误差值与，，，将电流误差值与输入qvr控制器中，得到输出量与；还用于将lcl滤波器的电容电流乘上电容电流反馈系数得到反馈量，对反馈量进行clark变换得到电容反馈电流值与，将输出量与与电容反馈电流值与作差得到电流差值和，再将和通过anti-clark反变换后进行spwm调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。
8.一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法，上述基于lcl型光伏逆变器并网系统包括逆变器、lcl滤波器及控制回路，逆变器输出侧与lcl滤波器相连接，上述方法包括以下步骤：s1、采集lcl滤波器网侧电感输出的三相电流、lcl滤波器上的电容电流及电网三相电压，对lcl滤波器网侧电感输出的三相电流进行clark变换得到两相静止坐标系下的lcl滤波器的网侧电感输出电流值与，利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息；s2、根据相位信息和给定电流参考幅值与合成电流参考值，并将电流参考值经过anti-park变换得到电流参考值与，电流参考值与再与lcl滤波器网侧电感输出电流值与作差，得到电流误差值与，将电流误差值与输入qvr控制器中，得到输出量与；s3、将lcl滤波器的电容电流乘上电容电流反馈系数得到反馈量，对反
馈量进行clark变换得到电容反馈电流值与，将输出量与与电容反馈电流值与作差得到电流差值和，再将和通过anti-clark反变换后进行spwm调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。
9.如上所述逆变器、lcl滤波器及控制回路整体的闭环传递函数为：为：为qvr控制器的传递函数，和分别为lcl滤波器的逆变器侧电感和网侧电感，为逆变桥传递增益系数，表示电容电流反馈系数，为lcl滤波器的滤波电容。
10.如上所述qvr控制器的传递函数为：其中，为比例项系数，n为谐波次数，，k为正整数，为基波角频率，为截止频率，、分别为谐振系数。
11.本发明相对于现有技术，具有以下有益效果：本发明在电容电流作内环，网侧电流作外环的双闭环控制下，外环采用qvr控制器实现电流跟踪，该方法为指定频率的交流信号提供足够的幅值增益，而且能有效提高控制带宽，具有更优良的选择特性，不仅可以消除谐振点处谐振电流，而且可抑制并网电流在5、7、11、13、17、19次谐波电流含量，提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，降低了并网电流的总谐波畸变率。
附图说明
12.图1为三相lcl型光伏逆变器的拓扑结构图；图2为lcl滤波器的模型框图；图3为lcl滤波器的频率特性图；图4为一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的αβ坐标系下的结构示意图；图5为一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的系统框图；图6为一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的频率特性图；图7为pr控制器和vr控制器的对比伯德图；图8为优化后的qvr控制器的伯德图；
图9为采用pr控制器的系统并网电流波形图；图10为采用pr控制器的系统并网电流谐波含量频谱分析图；图11为采用vr控制器的系统并网电流波形图；图12为采用vr控制器的系统并网电流谐波含量频谱分析图；图13为本发明采用qvr控制器的基于lcl型光伏逆变器并网系统的并网电流波形图；图14为本发明采用qvr控制器的基于lcl型光伏逆变器并网系统的并网电流谐波含量频谱分析图。
具体实施方式
13.为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
14.一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法，包括以下步骤：s1、采集lcl滤波器网侧电感输出的三相电流、lcl滤波器上的电容电流及电网三相电压，对lcl滤波器网侧电感输出的三相电流进行clark变换得到两相静止坐标系下的lcl滤波器的网侧电感输出电流值与，利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息；s2、根据相位信息和给定电流参考幅值与合成电流参考值，并将电流参考值经过anti-park变换得到电流参考值与，电流参考值与再与lcl滤波器网侧电感输出电流值与作差，得到电流误差值与，即，，将电流误差值与输入qvr控制器中，得到输出量与；s3、对lcl滤波器的电容电流作比例控制，即乘上电容电流反馈系数得到反馈量，对反馈量进行clark变换得到电容反馈电流值与，将输出量与与电容反馈电流值与作差得到电流差值和，即，，再将和通过anti-clark反变换后进行spwm调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号，以实现对并网逆变器的控制。
15.本发明实施例提供了一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法，具体原理为：首先利用采集到的网侧电流与参考电流比较作差；其次，将差值信号通过qvr控制器得到输出电流信号，最后，引入电容电流负反馈作有源阻尼，qvr控制器得到的输出电流信号与电容电流反馈量作差，进而进行spwm调制，得到调制信号作逆变器的驱动信号，以实现对并网逆变器的控制。该控制方法能为指定频率的交流信号提供足够的幅值增益，且能有效提高控制带宽，同时，具有更优良的选择特性，不仅可以消除谐振点处谐振电流，而且可抑制并网电流在5、7、11、13、17、19次谐波电流含量，提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，降低了并网电流的总谐波畸变率。
16.参见图1，图1为三相lcl型光伏逆变器的拓扑结构图，三相lcl型光伏逆变器包括逆变器和lcl滤波器，逆变器输出侧与lcl滤波器相连接，由图1可得三相静止坐标下lcl滤波器的等效模型为：
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(1)其中，m表示abc三相，m∈{a、b、c}，为逆变器输出电压，和分别为lcl滤波器的逆变器侧电感和网侧电感，为lcl滤波器的滤波电容两端的电容电压，为三相电网电压，为lcl滤波器的逆变器侧电感上的电流，为lcl滤波器的网侧电感上的电流。
17.lcl滤波器模型框图如图2所示，lcl滤波器的传递函数可表示为：
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(2)表示lcl滤波器的传递函数，为lcl滤波器的逆变器侧电感，为lcl滤波器的网侧电感，为lcl滤波器的滤波电容，表示拉普拉斯变换中的微分算子。
18.由此，可得到系统谐振频率为：
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(3)
图3为lcl滤波器的谐振频率特性，可见因含有滤波电容，lcl滤波器对高频信号具有良好的衰减效果，但lcl滤波器存在谐振尖峰，相位在谐振频率点会发生-180
°
跳变。
19.图4为本实施例中坐标系下一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的结构示意图，包括逆变器、lcl滤波器及控制回路，逆变器的输出侧与lcl滤波器相连接，lcl滤波器的电容电流、lcl滤波器网侧电感输出的三相电流、以及电网三相电压输入到控制回路，控制回路采用电容电流作内环，网侧电流作外环的双闭环控制，内环采用比例项系数为电容电流反馈系数的比例控制，外环采用qvr控制。
20.具体为，控制回路，用于利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息，根据相位信息和给定电流参考幅值与合成电流参考值，并将电流参考值经过anti-park变换得到电流参考值与，将lcl滤波器网侧电感输出的三相电流值进行clark变换得到两相静止坐标系下的lcl滤波器的网侧电感输出电流值与，计算电流误差值与，，，将电流误差值与输入qvr控制器中，得到输出量与；还用于将lcl滤波器的电容电流乘上电容电流反馈系数得到反馈量，对反馈量进行clark变换得到电容反馈电流值与，将输出量与与电容反馈电流值与作差得到电流差值和，再将和通过anti-clark反变换后进行spwm调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。
21.步骤s3中对电容电流进行比例控制并负反馈后，逆变器、lcl滤波器及控制回路整体的闭环传递函数为：体的闭环传递函数为：表示逆变器、lcl滤波器及控制回路整体的闭环传递函数，为逆变桥传递增益系数，表示电容电流反馈系数，为qvr控制器的传递函数。
22.图5为在基于电容电流反馈基础上采用qvr控制器的优化控制方法的系统框图，其
中采用lcl滤波器电容电流比例控制作有源阻尼，比例系数为电容电流反馈系数，相当于在电容上并联了一个电阻，达到增加系统阻尼的效果，以此抑制lcl滤波器固有谐振。
23.图6为系统采用电容电流反馈后的频率特性图，可以看出采用电容电流反馈后，改变的是谐振频率附近的幅频特性，可以有效抑制lcl滤波器谐振尖峰。
24.图7为pr控制器与vr控制器的伯德图，传统pr控制是在虚轴上添加两个固定频率的闭环极点，形成在该频率下的谐振，从而增大该频率点处的增益，实现对该频率下的正弦交流信号的无差跟踪；vr控制器采用误差交叉控制，利用vr控制器的复零点来直接抵消被控对象的复极点，vr控制器在谐振频率处能提供更高的增益，具有零稳态误差的电流调节能力，且不发生-90
˚
的相位跳变，pr与vr的传递函数分别为：的相位跳变，pr与vr的传递函数分别为：
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(4)表示pr控制器的传递函数，为比例系数，为谐振项系数，为基波角频率。表示vr控制器的传递函数，为基波角频率，、分别为谐振系数。
25.图8为优化后的qvr控制器的伯德图。在vr控制器基础上，添加比例项，使控制器幅频特性曲线上移，增加了控制精度。为实现对固定次谐波电流的控制，将静止坐标系下的 (k=1,2,
…
)次谐波电流控制器相并联叠加，从而控制一对倍的谐波电流，且为了增强矢量谐振控制器对频率偏移的自适应能为，降低频率波动对控制器性能的不利影响，引入截止频率，增加控制有效带宽，qvr控制器的传递函数为：
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(5)表示qvr控制器的传递函数，为比例项系数，n为谐波次数， (k=1,2,
…
)，k为正整数，为基波角频率，为截止频率，、分别为谐振系数。
26.本实施例在matlab/simulink仿真软件对本实施例的一种基于lcl型光伏逆变器并网系统进行搭建仿真模型，系统仿真参数值如表1所示。
27.表1 仿真参数表
系统的并网电压电流对比仿真结果如图9~14所示。图9~14为不同控制以及改进后qvr控制下，并网电流波形及并网电流谐波含量频谱分析。其中：(i)图9~10为采用传统pr控制的并网电流波形图及谐波含量频谱分析。由仿真结果表明，控制选用传统pr控制，并网电流谐波含量为10.86％，总谐波畸变率较高，高于并网标准的5％。
28.(ii)图11~12为采用vr控制的并网电流波形图及谐波含量频谱分析。由仿真结果表明，在静止坐标系下采用vr控制的设计方案中，并网电流谐波含量为2.61％，相对于采用传统pr控制方法，总谐波畸变率较小，且低于并网标准的5％，满足并网标准的要求。
29.(iii)图13~14为本发明采用qvr控制的并网电流波形及谐波含量频谱分析。由仿真结果表明，在静止坐标系下使用采用qvr控制策略，得到并网电流谐波含量仅为0.86％，总谐波畸变率相对于传统pr控制和vr控制策略方法都更小，远低于并网标准的5％，如图14所示，满足本实例并网的要求。
30.(iv)表2为采用不同控制器下，并网电流仿真波形的fft分析结果，从表中可以看出在静止坐标系下采用qvr控制，并网电流谐波含量均低于前两者，这证明本发明的控制策略对逆变器输出谐波有明显的抑制能力，并降低了并网电流的总谐波畸变率，该优化控制策略可行且有效。
31.表2 不同控制器下仿真波形fft分析表
综上，本实施例在静止坐标系下提出一种基于lcl型光伏逆变器并网系统，还提供一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法，实现了光伏逆变器的稳定运行控制与输出并网电流电能质量的协调控制，在指定频率的交流信号不仅提供足够的幅值增益，而且有效提高控制带宽；具有更优良的选择特性，不仅可以消除谐振点处谐振电流, 而且抑制并网电流在5、7、11、13、17、19次谐波电流含量，提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，在一定程度上降低了逆变器并网电流的总谐波畸变率，提升了电网电流控制的准确性和稳定性。
32.本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

技术特征：

1.一种基于lcl型光伏逆变器并网系统，包括逆变器，其特征在于，还包括lcl滤波器及控制回路，逆变器的输出侧与lcl滤波器相连接，控制回路，用于利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息，根据相位信息和给定电流参考幅值与合成电流参考值，并将电流参考值经过anti-park变换得到电流参考值与，将lcl滤波器网侧电感输出的三相电流值进行clark变换得到两相静止坐标系下的lcl滤波器的网侧电感输出电流值与，计算电流误差值与，，，将电流误差值与输入qvr控制器中，得到输出量与；还用于将lcl滤波器的电容电流乘上电容电流反馈系数得到反馈量，对反馈量进行clark变换得到电容反馈电流值与，将输出量与与电容反馈电流值与作差得到电流差值和，将和通过anti-clark反变换后进行spwm调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。2.根据权利要求1所述一种基于lcl型光伏逆变器并网系统，其特征在于，所述逆变器、lcl滤波器及控制回路整体的闭环传递函数为：为：为qvr控制器的传递函数，和分别为lcl滤波器的逆变器侧电感和网侧电感，为逆变桥传递增益系数，表示电容电流反馈系数，为lcl滤波器的滤波电容。3.根据权利要求2所述一种基于lcl型光伏逆变器并网系统，其特征在于，所述qvr控制器的传递函数为：其中，为比例项系数，n为谐波次数，，k为正整数，为基波角频率，
为截止频率，、分别为谐振系数。4.一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法，其特征在于，基于lcl型光伏逆变器并网系统包括逆变器、lcl滤波器及控制回路，逆变器的输出侧与lcl滤波器相连接，上述方法包括以下步骤：s1、采集lcl滤波器网侧电感输出的三相电流、lcl滤波器上的电容电流及电网三相电压，对lcl滤波器网侧电感输出的三相电流进行clark变换得到两相静止坐标系下的lcl滤波器的网侧电感输出电流值与，利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息；s2、根据相位信息和给定电流参考幅值与合成电流参考值，并将电流参考值经过anti-park变换得到电流参考值与，电流参考值与再与lcl滤波器网侧电感输出电流值与作差，得到电流误差值与，将电流误差值与输入qvr控制器中，得到输出量与；s3、将lcl滤波器的电容电流乘上电容电流反馈系数得到反馈量，对反馈量进行clark变换得到电容反馈电流值与，将输出量与与电容反馈电流值与作差得到电流差值和，再将和通过anti-clark反变换后进行spwm调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。5.根据权利要求4所述一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法，其特征在于，所述逆变器、lcl滤波器及控制回路整体的闭环传递函数为：为：为qvr控制器的传递函数，和分别为lcl滤波器的逆变器侧电感和网侧电感，为逆变桥传递增益系数，表示电容电流反馈系数，为lcl滤波器的滤波电容。6.根据权利要求5所述一种基于lcl型光伏逆变器并网系统的qvr控制方法，其特征在于，所述qvr控制器的传递函数为：
其中，为比例项系数，n为谐波次数，，k为正整数，为基波角频率，为截止频率，、分别为谐振系数。

技术总结

本发明公开了一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，包括逆变器、LCL滤波器及控制回路，逆变器输出侧与LCL滤波器相连接，LCL滤波器的电容电流、LCL滤波器网侧电感输出的三相电流、以及电网三相电压输入到控制回路，对控制输出信号进行调制得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。本发明还公开了一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法。本发明能为指定频率的交流信号提供足够的幅值增益，且能有效提高控制带宽，消除谐振点处谐振电流，抑制并网电流在5、7、11、13、17、19次谐波电流含量，提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，降低了并网电流的总谐波畸变率。电流的总谐波畸变率。电流的总谐波畸变率。