2021年1月Journal on Communications January 2021 第42卷第1期通信学报V ol.42No.1基于并联DPMZM的大动态范围微波光子混频系统 高永胜，史芳静，谭佳俊，樊养余
（西北工业大学电子信息学院，陕西西安 710072）
摘 要：为了解决微波光子混频系统的非线性失真和动态范围受限问题，提出了一种基于并联双平行马赫−曾德尔调制器（DPMZM）的大动态范围微波光子混频系统。利用DPMZM实现射频和本振信号的并行调制，通过配置并行两路的电光调制指数及调制器的工作点，抵消输出中频信号中的三阶交调失真（IMD3），最终提高系统的 动态范围。仿真结果表明，所提方案可将IMD3抑制17.7 dB，系统无杂散动态范围提高到127.8 dB·Hz 4 5。
关键词：微波光子学；混频器；动态范围；并联双平行马赫−曾德尔调制器
中图分类号：TN29
文献标识码：A
DOI: 10.11959/j.issn.1000−436x.2021003
Large dynamic range microwave photonics mixing
system based on parallel DPMZM
GAO Yongsheng, SHI Fangjing, TAN Jiajun, FAN Yangyu
School of Electronics and Information, Northwester Polytechnical University, Xi’an 710072, China
Abstract: To solve the problems of nonlinear distortion and limited dynamic range of microwave photonics mixing sys-tem, a large dynamic range microwave photonics mixing system based on parallel dual parallel Mach-Zehnder modulator (DPMZM) was proposed. The parallel modulation of radio frequency and local oscillator signals was realized by using DPMZM. The third-order intermodulation distortion (IMD3) in the output intermediate frequency signal was eliminated by configuring the electro-optic modulation index of the two parallel channels and the working point of the modulators. Finally, the dynamic range of the system was improved. Simulation results show that the proposed scheme can suppress
IMD3 by 17.7 dB and increase the SFDR to 127.8 dB·Hz 4 5.
Keywords: microwave photonics, mixer, dynamic range, parallel DPMZM
1引言
微波混频器是现代电子系统接收模块的重要组成部分，广泛应用于无线通信[1-2]、雷达[3]等电子系统[4]的收发机中。目前，微波混频技术已经趋于成熟，但频率依赖明显，隔离度差，因此传统的微波混频器常面临带宽受限[5]、电磁干扰[6]等问题，难以满足先进电子系统的性能需求。
微波光子信号处理是结合了微波学与光子学的新兴技术，旨在通过光子学方法实现微波信号的混频、滤波、传输等处理。由于其天然的大带宽、抗干扰属性，微波光子混频能够在带宽和抗电磁干扰方面突破传统微波混频器的电子瓶颈[7]，近年来得到了广泛研究。目前，微波光子混频的实现方法主要包括基于直调激光器[8-9]、基于外部调制器[10-15]、基于光电探测器[16-17]和基于其他非线性效应[18-20]。外部电光调制器带宽大（商用器件带宽为60 GHz 以上），调制方式灵活，效率高，因此基于外部调
收稿日期：2020−06−04；修回日期：2020−08−05
基金项目：国家自然科学基金资助项目（No.61701412）；全国博士后创新人才支持计划基金资助项目（No.BX201700197）；中国博士后科学基金资助项目（No.2017M623238）
Foundation Items: The National Natural Science Foundation of China (No.61701412), The National Postdoctoral Program for In-novative Talents (No.BX201700197), China Postdoctoral Science Foundation Funded Project (No.2017M623238)
第1期高永胜等：基于并联DPMZM的大动态范围微波光子混频系统·49·
制器的微波光子混频是当今的研究热点。
然而，由于电光调制器固有的非线性电光调制函数，在输入调制器的射频信号较大时，混频输出的射频信号会出现畸变失真，从而限制系统的功率动态范围。针对该问题，学术界开展了一系列的研究。目前，针对外部调制微波光子系统的线性度优化方法分为电域优化和光域优化。文献[10]利用双平行马赫−曾德尔调制器（DPMZM, dual parallel Mach-Zehnder modulator）完成电光调制，并在光电探测器（PD, photodetector）后端采用一种仅需要本振（LO, local oscillator）信号调制指数的简单后处理算法来抑制三阶交调失真（IMD3, third order intermodulation distortion），最终将系统的无杂散动态范围（SFDR, spurious-free dynamic range）从101.5 dB·Hz23提高到了114.5 dB·Hz45。文献[11]利用双驱动马赫−曾德尔调制器（DEMZM, dual-electrode mach-zehnder modulator）实现了一种基于自适应后补偿算法的线性化微波信号光子下变频方案，通过对接收器中检测到的信号进行逆变换补偿了调制器的非线性。文献[12]基于级联马赫−曾德尔调制器（MZM, Mach-Zehnder modulator）链路形
式，提出一种数字后处理技术，可以同时抑制IMD3和五阶交调失真（IMD5, fifth order intermo-dulation distortion）。以上电域优化方案都需要在系统中引入模数转换器（ADC, analog-digital conver-ter）和数字信号处理（DSP, digital signal processing），这对高频率、大瞬时带宽信号的处理带来了挑战。
在基于光域处理的微波光子混频系统线性度优化方法中，文献[13]提出了一种基于砷化镓双并联双驱动马赫−曾德尔调制器（DP-DDMZM, dual parallel-dual drive Mach-Zehnder modulator）的高线性度微波光子下变频方案，该方案通过抑制输入的光载波，设置DP-DDMZM以全相位调制方式工作，从而实现较大幅度的射频（RF, radio frequency）和LO边带输入，但是通过调整工作点实现线性度优化得到的改善有限，该方案的系统SFDR仅为115 dB·Hz45。文献[14]利用相位调制器、光滤波器和光衰减器实现大动态范围的微波光子下变频，该方案能够同时抑制IMD3和IMD5，但是级联加并联调制器的结构使系统非常庞大，增益较低，同时光滤波器的使用也限制了系统带宽。文献[15]验证了一种提高微波光子下变频链路增益和线性度的方法，通过将偏振控制角设置在最佳点来抑制IMD3，利用环行器和光纤布拉格光栅重用光载波和下边带来提高链路增益。相比于级联调制器结构的光域线性度优化方案，并联结构在系统增益方面具有更大的优势。此外，文献[21-24]等研究通过使用移相器或者控制调制器的直流偏置点来提高微波光子链路的SFDR，然而这些方案都只是简单的射频信号电光调制与光纤传输，没有频率变换功能。综上所述，目前研究报道的针对微波光子系统的线性度优化方法，有的
难以兼容频率变换功能，有的在提高动态范围的同时难以保证较大的处理带宽、较低的结构复杂度以及较高的混频增益。
本文主要的研究工作如下。
1) 搭建了一套基于并联DPMZM的大动态范围微波光子混频系统，利用已有商用集成光电器件，同时实现RF信号的传输和变频功能。
2) 通过设置所有调制器都在最小点工作，抑制光载波和偶数阶信号分量，同时调节电衰减器的衰减值，使输入2个DPMZM（X-DPMZM和Y-DPMZM）的RF和LO信号幅度比为一确定值，进而使X-DPMZM和Y-DPMZM输出信号中的IMD3分量相等，而基波分量不相等，最终借助平衡探测器（BPD, balanced photodetector）将两路信号中的IMD3分量抵消，并且保留基波分量。
3) 借助数学推导，选择2个合适的电衰减值，使保留的基波分量最大，从而最大化系统变频增益。
4) 仿真结果表明，本文所提方案具有良好的IMD3抑制效果，能够极大提高系统的动态范围，改善系统的非线性性能。与不加非线性度优化的基于单个DPMZM的微波光子混频系统进行对比，验证了本文方案的有效性。
2 方案原理及理论推导
2.1 方案原理
基于并联DPMZM的大动态范围微波光子混频系统结构如图1所示。该系统由一个激光器（LD, laser diode）、2个集成的DPMZM、一个光分路器、一个BPD、2个电分束器（ES, electric splitter）和2个电衰减器（EA, electric attenuator）组成。激光器产生的激光信号经过光分路器后等功率输入X-DPMZM和Y-DPMZM。RF信号经过ES1等分为两路，一路直接输入X-DPMZM的子调制器Xa进行调制，另一路经过EA1衰减以后输入Y-DPMZM
·50· 通 信 学 报 第42卷
的子调制器Ya 进行调制。类似地，LO 信号经过ES 2等分为两路，一路直接输入Y-DPMZM 的子调制器Yb 进行调制；另一路经过EA 2衰减以后输入X-DPMZM 的子调制器Xb 进行调制。需要设置2个DPMZM 的所有偏置点工作在最小点，并分别调整EA 1和EA 2为满足特定比例关系的衰减值；X-DPMZM 和Y-DPMZM 输出的两路信号分别连接到BPD 的2个输入端，经过BPD 内部差分放大，抵消IMD3分量后，即可得到纯净的中频（IF, intermediate frequency ）信号。 2.2 理论推导
假设激光器输出的光信号为()()in 0exp j c E t E t ω=，RF 和LO 信号分别为()RF RF sin V t ω和()LO LO sin V t ω，其中，0E 和c ω分别
表示激光信号的幅度和角频率，RF V 、LO V 和RF ω、
LO ω分别表示RF 、LO 信号的幅度和角频率。
X-DPMZM 的输出光信号可以表示为
()()(
)()()()()}特警用无人机为宝宝空投奶粉
Xm Xm Xm
j X DPMZM Xa Xb j RF j Xb
1LO LO LO e exp j jsin exp j exp j e
2
-E t E t E t t J m t t θθθωθωω=+=+−+⎤⎦⎡⎤−−⎣⎦
(1)
其中，μ为调制器的插入损耗，()n J ⋅为第一类的n 阶贝塞尔函数，RF
RF π
π2V m V =
为射频调制指数，LO
LO π
π2V m V =
为本振信号的调制指数，Xa θ、Xb θ和Xm
θ分别为X-DPMZM 的2个子调制器和主调制器的直流偏置角。奶报箱
上述信号经过单个PD 的光电探测之后，输出光电流可以表示为
()()2
RF X DPMZM i t E t η−=
(2)
无烟烧烤炉其中，η表示PD 的响应度，单位为A/W 。
对式(2)进行Bessel 展开，在化简的同时忽略高阶项，取输出中频信号中的基频分量，即
()()()()()
2Xa
Xb
F 0Xm 1RF 1LO IF 230RF LO RF LO Xa
Xb
Xm IF 2sin
sin
cos 22
cos 11232sin
sin
cos cos 2
2
i t E J m J m t E m m m m t θθμηθωμηθθθω=⋅
≈
⎛⎞
−⋅⎜⎟⎝⎠
(3)
其中，IF RF LO ωωω=−表示输出的中频信号角频率。
观察式(3)可以发现，输出中频信号的基频分量
可以分为以下两项：与RF m 、LO m 成正比的一阶信
号项和与LO m 成正比、与3
RF m
正相关的三次谐波项。
图1 基于并联DPMZM 的大动态范围微波光子混频系统结构
第1期 高永胜等：基于并联DPMZM 的大动态范围微波光子混频系统 ·51·
由于双音输入情况下，系统输出信号中的IMD3分量与单音输入时的三次谐波分量系数相同，因此式(3)
中的一阶项可以表示双音输入时，系统输出RF 信号中的基频分量项；式(3)中的三次谐波项可以表示双音输入时，系统输出RF 信号中的IMD3分量项。
假设输入X-DPMZM 和Y-DPMZM 的RF 信号幅度分别为RF1V 和RF2V ，LO 信号幅度分别为
LO1V 和LO2V ，则相应的调制指数分别表示为RF1m 、RF2m 、LO1m 和LO2m 。将X-DPMZM 和Y-DPMZM 的输出信号分别输入BPD ，则可得两路光电流分
别为
()()
23PD10RF1LO1RF1LO1Xa
Xb
Xm IF 11232sin
sin
cos cos 2
2
i t E m m m m t μηθθθω⎛⎞
≈−⋅
⎜⎟⎝⎠ (4)
()()
23PD20RF2LO2RF2LO2Ya
Yb
Ym IF 11232sin
sin
cos cos 2
2
i t E m m m m t μηθθθω⎛⎞
≈−⋅
⎜⎟⎝⎠ (5)
假设图1中2个电分束器（ES 1和ES 2）等分，
2个电衰减器（EA 1和EA 2）的衰减系数分别为α1和α2，则对应的4个调制指数RF1m 、RF2m 、LO1m 和
LO2m 的具体表示如表1所示。
表1 4个调制指数对应表达式
信号源输出端 调制指数
调制器输入端 调制指数
调制器输入端调制指数
具体表达式
RF1m
LO
将表1中的4个具体表达式分别代入式(4)、式(5)中，可得
()2PD1011232i t E μη
≈⋅
()Xa Xb Xm IF sin sin cos cos 22
t θθ
θω (6) ()3
2PD2012i t E μη⎤≈⋅
()
Ya
Yb
Ym IF sin
sin
cos cos 2
2
t θθθω (7)
整理式(6)和式(7)可得BPD 的输出电流表达
式为
()()()(()
BPD PD1PD220RF LO 33RF LO
a
b
m IF 1
464sin
sin
cos cos 2
2
i t i t i t E m m m m t μηθθθω=−≈⎡+
⎣⎤⋅
−⎥⎦
(8)
令Xa Ya a θθθ==，即设置子调制器Xa 和Ya 的
直流偏置角相等；令Xb Yb b
θθθ==，即设置子调制器Xb 和Yb 的直流偏置角相等；令Xm Ym m θθθ==，即设置X-DPMZM 和Y-DPMZM 中主调制器的直流
偏置角相等。这样设置是为了让X-DPMZM 和Y-DPMZM 的工作状态相同，从而保证上下光路的传输特性完全一致。
根据上述思路，若要使IMD3项为零，且保留
基频分量，则需式(9)成立。
3
121,1αα=≠≠
(9)
此时，将式(9)代入式(8)，可得最终BPD 输出的中频信号光电流为
()(()
3
2BPD 0RF LO
a
b
m IF 1
4sin
sin
cos cos 2
2
i t E m m t μηθθθω⎡⎤=
zn21−⋅⎢⎥⎣
⎦
发光棒(10)
观察式(10)可知，BPD 输出的中频信号中只有基频分量，IMD3被完全抑制，这样就在信号变频的同时优化了系统的线性度，从而提高了系统的动态范围。
最终可得该变频系统的变频增益为
(2
2
3
224IF 0RF π2
2a b LO m 1
π16sin sin cos 22P G E P V m μηθθθ⎛⎞==⋅
⎜⎟
⎝⎠
⎛⎞⎜⎟⎝⎠
(11)
由式(11)可得，在完全抑制IMD3的同时，若
选择恰当的衰减值，输出中频信号的基频分量可以
·52· 通 信 学 报 第42卷
取得最大值，进而得到最大的变频增益。此时需要满足以下条件。
()()a 11b 2m
321π
121π3πk k k θαθθ=+⎧⎪==+⎨⎪=⎩且 (12) 其中，123,,1,2,3k k k ="。经计算可得，当2个电衰减器的衰减量分别为4.77 dB 和14.31 dB （实际中可用5 dB 和15 dB 固定衰减代替），且X-DPMZM 和X-DPMZM 的4个子调制器和2个主调制器均工作在最小点时，该变频系统可以得到最大的变频增益。 3 仿真实验
本文仿真基于VPI Transmission Maker 软件实现。为了更直观地对比说明本文方案抑制IMD3分量、提高动态范围（或优化线性度）的优势，本文采用基于单个DPMZM 、不加衰减器的常规微波光子混频链路作为对比方案，其结构如图2所示。优化前与优化后的系统参数设置如表2所示。
图2 对比方案结构示意
表2
不同方案的系统参数设置
参数
对比方案 本文方案
激光器功率/ dBm 16 16
激光器RIN/ (dB·Hz −1) −155 −155
激光器线宽/MHz 1 1
调制器个数/个 1 2
调制器半波电压/V 3.5 3.5
调制器差损/dB 4 4
热交换设备调制器工作点 最小点（3个） 最小点（6个）
电衰减器/dB 无 4.77、14.31
PD 响应度/(A·W −1)
0.75 0.75
仿真中采用频率为6.5 GHz 和6.55 GHz 的双音信号作为系统的输入RF 信号，采用频率为6 GHz 的单频信号作为LO 信号。当输入RF 信号功率达到一定值时，系统终端输出频谱中会出现频率为0.45 GHz 和0.6 GHz 的IMD3分量。
根据式(10)可知，系统输出的中频信号大小与
LO 信号功率有关，因此，合适的LO 信号功率值有助于提高系统的变频增益。图3给出了输入RF 信号功率分别为0、5 dBm 和10 dBm 时，系统输出的IF 信号功率随输入LO 信号功率的变化情况。可以发现，当LO 信号功率为14 dBm 时，系统输出的
IF 信号功率最大，而当输入LO 信号功率大于14 dBm
时，输出IF 信号功率出现下降趋势。这是因为当输
入RF 信号功率一定时，过大的LO 信号功率加剧了系统的非线性失真现象，各阶交调分量相继出现，导致输出的IF 信号（基频分量）减小。因此，为了确保系统增益最大，后面的仿真中都将LO 信号功率设置为14 dBm 。
图3 系统输出IF 信号功率随输入LO 信号功率变化情况
在对比方案中，当输入RF 信号的功率为0，本振信号功率为14 dBm 时，光电探测后恢复的电
信号频谱如图4(a)所示，可以看到，基频和IMD3的
功率分别为−30 dBm 和−71.3 dBm ，IMD3分量较
大，信号失真较明显。
输入RF 信号功率为0时，本文方案系统输出频
谱如图4(b)所示。可以发现，基频分量和IMD3同
时降低，分别为−45.3 dBm 和−102.4 dBm ，此时进
行优化前后的对比有失公平，难以说明优化效果。
为了设置输出基频功率相同（都为−30 dBm ），公平地
进行对比，需要增加输入系统的RF 信号功率。
在本文方案中，将2个DPMZM 并联使用，结合
豫公网安备41160202000603
站长QQ:729038198
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