适用于卫星通信的SiGe HBT集成功率放大器设计* 沈剑均1, 2，李智1，王志功1
（1．东南大学射频与光电集成电路研究所，南京 210096）
（2．东南大学集成电路学院，南京210096）
摘要：本文介绍了采用IBM 5PAE 0.35μm-SiGe BiCMOS工艺并适用于3.33-3.53GHz卫星通信的功率放大器的设计。该电路采用两级放大器级联结构并工作于A类，在4.5V电源电压下，增益为26dB，输出1dB 压缩点为27.5dBm，相应的功率附加效率（PAE）为28%。 关键词：功率放大器；卫星通信；SiGe；射频集成电路
SiGe HBTs Power Amplifier for satellite communications*
Jianjun Shen1, 2，Zhiqun Li1，Zhigong Wang1
（1．Institute of RF- & OE-ICs of Southeast University, Nanjing Jiangsu 210096 ）
（2．College of Integrated Circuits, Southeast University, Nanjing Jiangsu 210096 ）
Abstract：This paper introduces the design of a power amplifier based on IBM 5PAE 0.35μm-SiGe BiCMOS technology for 3.33-3.53GHz satellite communications. It is implemented in two-stage cascade structure as Class A power amplifier. At a supply voltage of 4.5V, its gain is 26dB, OP1dB is 27.5dBm, power added efficiency is 28%. Key words：Power Amplifier; Satellite Communications; SiGe; RFIC
1．介绍
目前，基于GaAs HBTs的高性能射频功率放大器占据了无线通信市场的绝大部分。虽然GaAs HBTs射频功率放大器的成本较高，但是鉴于其出的工作性能，这还是勉强可以接受的。随着无线通信的新标准新技术的迅速发展，射频功率放大器的潜在需求量非常庞大，这就促使了射频功率放大器往高集成度低成本方向的发展。而在Si基技术中就兼有以上两种优点，虽然在Si基技术中的器件隔离和热传导率还是个棘手的问题，但是在Si或SiGe 技术条件下制作中功率射频功率放大器成为了当前放大器的一个主要研究方向。
卫星通信随着经济的发展，越来越多的用于消费类电子和汽车行业。相应的手持或车载设备发射级的功率放大器的需求量也日益增大。因此对卫星通信的SiGe HBTs集成功率放大器设计有着重要的意义。
本文论述了适用于卫星通信的4.5V SiGe HBTs 集成功率放大器设计过程。此放大器采用IBM 5PAE 0.35μm-SiGe BiCMOS工艺，工作频段3.33-3.53GHz，输出P1dB大于27dBm，20dB以上的功率增益。在输出P1dB时相应的功率附加效率（PAE）为28%。功率放大器的电路仿真和版图设计均在Cadence模拟设计环境下完成。
2．制造工艺
此设计采用IBM 5PAE 0.35μm-SiGe BiCMOS 工艺，该工艺提供了高性能和高击穿两种固定宽长比的NPN SiGe HBTs，它们的区别详见表1。
表1 IBM 5PAE SiGe HBTs典型性能参数SiGe HBT
NPNs
High
Speed
High
Breakdown Gain (beta) 100 80
f T (@ V cb = 1V) 47 GHz 23 GHz
f max65 GHz 55 GHz
V early65 V 124 V
BV cbo10.5 V 20 V
0312模型
BV ceo 3.3 V 7.0 V
* 东南大学射频与光电集成电路研究所与福建泉州雷克微波有限公司合作项目支持
设计中采用高击穿的NPN SiGe HBT，它的增益β是80，f T达到23GHz，击穿电压BV ceo为7V。满足设计要求。
该工艺采用4层金属结构，顶层金属采用4μm 厚的铝，大大增加了该层金属直流和交流信号的电流密度。每平方微米的MIM电容达到0.7fF，同时该工艺还提供小尺寸片上螺旋电感。
3．电路设计
图1是功率放大器原理框图。
图1 功率放大器原理框图
功率放大器由前置推动级和末级功率放大器组成，如图1中虚线框所示。由于IBM 5PAE工艺处于测试试用期，其元件模型的准确性有待验证，所以本设计把功率放大器分成独立的两级。利于流片后对两级进行独立测试，并利用外部匹配网络校正元件模型的偏差。前置功率放大器和末级功率放大器进行独立的电路仿真与版图设计。图中Lw表示键合线电感。两级功率放大器都通过外部射频扼流圈供电，并且都采用外部分立元件构成的偏置网络对放大器的输入端进行供电。考虑到功率放大器的线性要求，两级功率放大器都采用A类放大器。为了使功率放大器有较大的输出功率，取击穿电压BV ceo的65%为供电电压，即供电电压取为4.5V，此时的静态工作点仍在SiGe NPN的安全工作区域之内[1]。 在两级功率放大器之间插入了一个匹配网络，该网络由片外的L型匹配结构组成。主要目的是通过片外元件对前置推动级输出和末级功率放大器的输入因为工艺参数误差引起的工作频率偏移进行补偿。匹配网络电路如图2所示，最终选择电路(a)还是(b)，主要取决于前级放大器的输出阻抗的共轭值和末级放大器的输入阻抗在Smith圆图上的相对位置来决定。
前置推动级电路如图3所示。Q1采用16个并联的高击穿三极管，T1是金属层到衬底的通孔，它能尽可能小的减少寄生元件对功率放大器的影响。因为前置推动级的输出功率并不是很大，所以采用常规小信号放大器的设计方法，其输入输出通过片内L型匹配网络匹配到50Ω。
图2 匹配网络电路结构
图3 前置推动级原理图
末级功率放大器电路如图4所示。
图4 末级功率放大器原理图
衣架钩末级功率放大器中Q2采用64个高击穿三极管并联，同样T2是金属层到衬底的通孔，它能尽可能小的减少寄生元件对功率放大器的影响。末级放大器输入功率并不是太大，所以输入端采用片内L型匹配网络。另一方面，末级功率放大器的额定输出功率在500mW以上，片内电感不能承受大偏置电流，因此采用片外元件对输出端进行负载牵引匹配，如图5所示。
图5 输出端匹配电路
图6 50Ω负载变换线
输出匹配电路中，电容C1充当隔直电容，而滑
动电容C3和足够长的50Ω微带线构成了一个简易的
全负载阻抗变换器，并对50Ω负载进行阻抗变换，
变换曲线如图6所示，改变滑动电容的大小和位置，
可以把50Ω负载变换到任意阻抗，从而构成了一个
简易的负载牵引装置，便于功率放大器的后续匹配
调试。
4．电路仿真结果
在Cadence中对末级功率放大器进行负载牵引
实验。牵引实验的等功率曲线如图7所示。由图可知，
最大输出功率P max=28dBm。
图7 末级功率放大器负载牵引等功率曲线
两级功率放大器级联后负载为最佳负载阻抗时的
1dB压缩曲线如图8所示。节能烤箱
图8 两级功率放大器1dB压缩点仿真曲线
由图8可知功率增益G P=26dB，P1dB=27.5dBm，
对应的功率附加效率（PAE）为28%。
钢丝胶带两级放大器在宽频带内的稳定系数K如图9所
透水混凝土增强剂
示，稳定系数在很宽的频率范围内大于2，因此功率
放大器处于稳定状态。
图9 两级放大器在宽频带内的稳定系数 两级放大器的小信号S参数如图10和图11所示。从图中可见在工作频带（3.33-3.53GHz）内，两级级联放大器有较好的输入输出匹配特性和较高的增益。表2列出了关键频率点的S参数值。
图10 两级放大器小信号S参数S11,S22
图11 两级放大器小信号S参数S12,S21
表2 两级级联放大器S参数
频率 3.33GHz 3.43GHz 3.53GHz
S11(dB)-9.97 -35.1 -8.81
S12(dB)
-63.1 -61.4 -61.5 S21(dB)
34.1 35.1 34.5
S22(dB)-21.5 -31.8 -16.5
5．版图设计
考虑到IBM 5PAE 0.35μm-SiGe工艺中顶层金属有4um厚，具有较小的损耗和较小的对地寄生电容，RF信号线采用顶层金属走线。
设计版图还要充分考虑各放大管的对称性，路径和对称性的误差会给功率放大器引入额外的损耗。
基于以上因素考虑的前置和末级功率放大器的版图如图12和图13所示。
图12 前置功率放大器版图
罐笼防坠器图13 末级功率放大器版图
6．结论
根据电路仿真的结果可以看到，两级功率放大器具有良好的输出功率，P1dB达到27.5dBm，对应的功率附加效率（PAE）为28%，在工作频带3.33-3.53GHz 内，两级级联放大器的S11≤-8.8dB，S22≤-16.
5dB，S21≥34.1dB，满足设计需求。
作者简介：
1 沈剑均（1980-），男，汉族，浙江绍兴，硕士研究生，研
究方向为射频集成电路。
参考文献：[1] Inoue, A.; Nakatsuka, S.; Hattori, R.; Matsuda, Y.;
The maximum operating region in SiGe HBTs for RF power amplifiers[J] Microwave Symposium Digest, 2002 IEEE MTT-S International;V olume 2, 2-7 June 2002 Page(s):1023 - 1026
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