555集成块详解单级PFC反激电路
近段时间一直忙着弄毕业论文，上论坛比较少了，前两天论文提交送审，打算发一个帖子，详细介绍一下单级PFC反激式电路结构。
单级PFC的反激式结构相信做LED电源的都不会很陌生，但估计大多数工程师做的工作限于按照IC厂商的datasheet设计产品，其中详细的原理很少有人细究。考虑到工程应用中，复杂的公式实用价值不高，本贴将着重于定性地分析电路的工作原理，同时配合手头上能够提供的仿真和实例分析。
本帖首先介绍常用单级PFC反激式结构的几种工作模式，重点介绍一下适合用于做大功率（100W左右）的电路结构，也就是本帖实例介绍的FOT控制模式。
1、为什么市面上大多数单级PFC的LED驱动器都选用临界或者断续工作模式？
燃料棒
为了回答上面的几个问题，首先有必要讲一下单级PFC的基本原理。临界模式的单级PFC最早应该是由L6562这颗PFC控制芯片改进得来的，先给出一个框图描述L6562用于单级PFC的基本结构和外围电路，定性分析工作原理。
先撇开PFC部分的功能，这个框图和普通的定频峰值电流控制模式反激式电路的区别在 二次沉淀池
于没有固定的时钟信号，开关管开启，初级电感电流上升到Rs上压降达到乘法器输出电压时，RS触发器翻转，开关管关断。对于定频PWM控制IC，开关管的导通受固定频率时钟信号控制，而L6562则会一直等到磁芯完成退磁，ZCD检测到辅助绕组电压回落到Vref-2时才重新开启开关管，因此电路被强制工作在临界模式下。
再来看PFC功能。乘法器的输入分别来自误差放大器的输出和整流后馒头状正弦半波的分压，因此乘法器输出也是馒头状正弦半波，那么最终初级电感电流峰值也就跟随馒头状正弦半波，下面这个图可以说明问题。
曼越橘 这个图中可以得到很多信息，首先是，跟随线电压半波的是初级电感峰值电流，而输入平均电流和初级电感峰值电流的关系为Iin-avg=Ipk*D/2，由于D是一个随线电压瞬时值升高而降低的变量，因此输入电感的平均电流较标准正弦半波而言要更加扁，功率因素不可能达到理想的1。那么怎样提高功率因素呢？
我们再看，反激式电路中D的表达式为：D=Vor/（Vor+Vin），Vor是反射电压，Vin是输入电压。单级PFC中，Vor=n*（Vo+Vd）基本可认为是不变的，而Vin是随着线电压相角变化的，为了提高PF，必须减弱D随线电压变化的程度，那唯一的办法就是增大Vor，当Vor大到一定程度时，Vin从零变化到线电压峰值，D基本可认为不变了，那么功率因素就近似为1了。
通过以上的分析，应该已经完全解释了帖子开始提出的问题2。在工程设计中，对于全电压情况下，通常的设计使得110V下的功率因素可以很容易超过0.98，但到了265V的时候，通常只有0.9左右了，针对这个问题，可以说，基本是没有办法的，进一步提高匝比，或者说是反射电压，肯定可以进一步改善，但是MOS管的耐压就要进一步提高了，此外，过高的反射电压会导致另一个问题。这个问题就是，当反射电压明显大于输入电压时，变
换器如果在断续工作模式（包括准谐振），那么退磁完成进入自由振荡后，MOS管的漏极会出现负压，导致MOS管的体二极管导通，效率显著降低了。
继续来看上面那个图中包含的信息。图中白的三角状部分表示次级电感电流峰值，对这个电流取平均值，就得到了次级电流的平均，和输入电流波形一样，是一个100Hz的比正弦半波更扁的低频波，这个电流最终被分为两部分，一部分流入输出滤波电容，一部分流入负载。理想情况下，电容上将吸收所有的交流，输出负载只流过直流，但这个交流成分的频率是100Hz，要处理如此的低频纹波，电容容量会大的惊人，因此，第三个问题得到了解答，单级PFC的纹波很大也是从结构上没有办法改善的。增加一级次级调节器也许是唯一的办法。
接着讨论占空比相关的问题。如果输出电压电流以及输入线电压不变，临界或者断续模式下的单级PFC每一个开关周期的开关管导通时间是保持恒定的，这就保证了初级电感峰值电流跟随馒头状的正弦半波。但是需要引起注意的是，导通时间必定随着输出负载功率的增加以及线电压的降低而增大，至于道理很简单，因为能量守恒，输出能量大了，输入电压低了，那输入电流必须增大，因此导通时间势必增大。导通时间增大同时导致关断时拖曳声纳
间也要增大，最终在临界模式单级PFC中出现的现象是，平均开关频率的最低值发生在最低线电压和重载下，最高值发生在最高线电压和轻载下，最低我们知道不宜低于20KHz，否则可能有音频噪声，最高，通常不高于150KHz，以免进入传导EMI测试频段，这就是很多IC内部为什么限定最高与最低频率的原因。
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