胆机上使用的Hi-Fi输出变压器是高保真音响设备中的关键元件，其自制时，相关技术要求、绕制数据、制作工艺以及硅钢片、漆包线等的品质均直接影响胆机的音质效果和音量。所以，广大音响爱好者倍加重视胆机用Hi-Fi输出变压器的设计与制作工艺是理所当然的。下面笔者根据胆机输出变压器的工作原理，结合多年来的自制经验和体会，尽可能详尽地介绍其设计与制作工艺问题。供参考。 安全监控
一、输出变压器的绕制要求：
原则上讲，这种变压器与普通音频输出变压器的绕制要求基本相似，只是在线圈的排列方式上有所不同。为了增加初级线圈的电感量，保证频率响应向低频端伸展，并同时不减少它的漏感，以使高频特性得到改善，经音响界前辈们的不断努力探索和实践，认为采取初次级交叉分段的独特方式进行绕制，可以满足Hi-Fi的要求(见图1)。其主要技术性能要求如下：
1. 在频率范围为20～15000Hz时，失真度应<1dB；
2. 胆管的屏压UP应为316V，屏流IP为0.08A，反馈系数K为5％，输出功率P2为8.5W；
3. 变压器的初级阻抗IPP为10kΩ，次级阻抗Z2为0-4-8-16Ω，变压器的效率η为
85％。
二、输出变压器的绕制数据：
依据上述技术要求，可以运用公式求出变压器及其在绕制变压器时所需掌握的数据。
1、初级线圈的电感量(失真系数m=1.12时)：
经查阅常用铁芯规格资料，应选用CIEB22标准铁芯型号，其有效截面积
SC=2.2×3.3×0.91≈6.6cm2 ，磁路长度为LC=12.4cm；
3、线圈匝数比(当次级阻抗为4/8/16Ω时)：
4、初级线圈总匝数：
5、中心抽头B+至G2的匝数：
人体3d建模6、次级线圈匝数(视次级阻抗而定)：
个人信息系统N2=N1/n1=3446/46≈75,
N2=N1/n2=3446/32.6≈106，
N2=N1/n3=3446/23≈150；
7、初级线圈平均电流：
I1=IP/2=0.08/2=0.04A；
8、次级线圈电流(当Z2分别为4/8/16Ω时)：
9．初级线圈导线直径：
初级线圈导线直径(视次级阻抗而定)：
最终计算结果见附表。
三．输出变压器的绕制工艺：
绕制工艺问题是制作Hi-Fi输出变压器的关键工序所在，变压器的铁芯、线圈用漆包线及在制作中所用的材料的选取，都是至关重要的。
1、为了减少和尽可能避免铁芯产生的磁滞损失和涡流损失，在绕制时应优先选用导磁系数较高的互相之间绝缘的薄型硅(硅)钢片或铁铝合金片，使涡流只局限于薄片之间。如果铁芯质量很好，只是每片之间的绝缘性能不佳，补救的方法是，用香蕉水稀释硝基清漆，喷涂在铁芯片的其中一面，再用烘箱烤干。若用万用表测量每片之间的绝缘电阻为“∞”，则为绝缘合乎要求。
2、线圈绕组应选取具有良好绝缘的漆包线、沙包线或丝包线，绕制低频音频输出变压器一般采用高强度漆包线，即聚酯薄漆膜QZ-2型，若框架允许时，最好采用厚漆膜QZ-1型漆包线。 3、初级与次级线圈之间应采用无纤维状电缆纸等介电常数小的材料作绝缘，不宜采用介电常数较大的聚酯薄膜等材料作组间绝缘，否则会增大分布电容，影响其正常工作。
4、初级和次级线圈应按同一方向的顺序绕制，初级线圈被夹在两组次级线圈之间，并注意同名端(见"·"符号)，如图1所示。每绕完一组，应注明编号或作好记录。
5、次级绕组有三种情况：(即0-4-8-16Ω)，应根据所配接的扬声器阻抗来确定圈数和线径，有关数据见附表。
6、线圈绕制完毕，初级采用串联方式进行连接，次级采用先并联后串联方式连接，连接时应仔细按事先注明的编号进行连接，否则极易造成线圈接头接反或人为短路。连接方式和方法如图2所示。
7、先将线圈进行除潮处理，再浸绝缘清漆和烘干处理，然后用铁芯2～3片交插装入线圈骨架内，装入铁芯时不要用力过猛，以防损伤线圈骨架和导线绝缘层，装好后用螺栓固定紧.
胆机输出变压器在电子管功放电路中是必不可少的，其质量好坏直接决定胆机性能，对其进行设计和计算不可掉以轻心。焊机派发烧友历经备料、绕制、装配、浸漆烘干等千辛万苦，最后测试发现总有些指标无法令人满意。其实这不怪制作者，因为现有的资料中，许多问题不甚明了。下面谈谈容易被忽略的问题。
荧光增白剂ob1．阻抗计算
有基础的发烧友都知道，变压器线圈一次侧与二次侧匝数比的平方等于阻抗比，即R1/R2= (n1/n2)2 ，但往往忽略了线圈的铜阻。设一次侧铜阻为r1，二次侧铜阻为r2，变压器由匝数比n把二次侧喇叭阻抗Rx反射回一次侧等效阻抗为R，并与铜阻相串联。输出总阻抗为Ro，则
Ro=R+r1+Z2，式中Z2为二次侧铜阻通过变压比n反射回一次侧的等效二次侧铜阻，它等于r2n2，上式即变为Ro=R+r1+r2n2。一只合理布置线圈的变压器，即一次侧与二次侧线圈中电流密度相等的变压器，其一次侧铜阻r1应该等于二次侧铜阻通过电压比n反射回一次侧的铜阻Z2，即
r1=Z2，故变压器总铜损r1+Z2=2r1。这样，前式又变为R =R+2r1或R=Ro-2r1，请记住该计算公式，您经常会使用它。
【例1】某音频输出变压器输出阻抗Ro=5kΩ，r1=350Ω，二次侧负荷为8Ω，求匝数比n。
n=(R/Rr)1/2=[(Ro-2r1)/Rr]1/2=[(5000-700)/8]1/2=23.2
如果不考虑铜阻，其结果为n=25，制作出的变压器阻抗将不是5000Ω，而变成了5700Ω，误差由此产生。
输出变压器铁心中的磁感应强度很低，远低于电源变压器，铁损较小，故损失主要是铜损。变压器中有效阻抗R=n2R ，无效阻抗r1+Z2=2r1，有效阻抗R在总阻抗Ro中所占比例即为变压器的效率η，故η=(Ro-2r1)/Ro。在例1中η=(5000-700)/5000=86％。
2．用线直径
首先应考虑电流密度，一般不大于2.5A/mm2，考究的选2A/mm2。其次考虑变压器效率，即给直流电阻定出了不大于某值的指标。如Ro=5000Ω的变压器，如果η=90％ ，2r1=10％，则
2r1=500Ω，r1=250Ω。通常第一条要服从于第二条。计算时先测量每匝平均长度，乘以匝数，得一次侧线总长度。再查该规格线每米电阻，乘以总长度，即得一次侧直流电阻。若不合格，再选别的规格线径。当一次侧选线决定后，二次侧选线的标准如下：模块化机组
在一个有两侧线圈的变压器中，只有当两侧线圈中的电流密度相等时才是最合理用线。设一次侧线径为d1，二次侧线径为d2，匝数比为n，
根据变压器原理n=U1/U2=I2/I1，电流与电压成反比。而一次侧、二次侧电流密度相等同，导线截面积S与电流I成正比，故I2/I1 =S2/S1，面积比为直径比的平方，S2/S1= (d2/d1)2，连起来为n=U1/U2=I2/I1=S2/S1=(d2/d1)2
故d2=d1·n1/2 ，请牢记此公式，只有按此公式算出的用线直径比，一次侧、二次侧电流密度才相等，用线也最合理。
【例2】某输出变压器一次侧用线为φ0.25mm，n=25:1。
二次侧用线直径为d2=d1*n1/2=0.25×251/2 =1.25mm
3．气隙计算
甲类单端输出变压器中有直流电流通过，为避免铁心磁饱和，将铁心由对插改为顺插，同时留有气隙。该气隙大小至关重要，太小则铁心易磁饱和，太大又使电感量不足。在变压器铁心中决定磁感应强度的因素是磁动势，也叫磁场强度，即H=I·n，单位为安·匝(A·T)，n为匝数，I为电流。在磁动势压力作用下，导磁材料中将产生磁感应强度，因此磁动势H越大则铁心中磁感应强度也越高，大到一定
程度，铁心导磁率μ迅速下降，铁心便磁饱和了。这时应加大气隙，控制磁感应强度。有气隙的变压器，其气隙宽度δ=I·n·r，式中r为不同导磁材料的实用系数。从前，在冶金技术落后的情况下r=1.8×10-4(cm/A·T)。而对于现在常用的质地优良的硅钢片，r=1×10-4(cm/A·T)，气隙宽度与铁心大小无关。
煮机坛子【例3】某甲类单端输出变压器，一次侧线圈n1＝3000T，由300B推动，板流Ia=80mA，求气隙δ。
δ=I·n·r=0.08×3000×1×10-4=0.024cm=0.24mm
电感量的测试条件不同时所测得的数据也不相同，一般有以下几种：
1 初始电感
电感表测得的空载电感则为初始电感。这种数据只对无负载的频率校正网络有用，因为其条件与输出变压器工作条件相差甚远，所以用处不大。
2 交流电感
在变压器一次侧加载交流电压所测出的数据便为交流电感，但必须附加测试条件，如频率、电压。该办法测得的电感对推挽输出变压器有用，因其测试条件符合推挽输出变压器的实际工况。
3 加载直流工作电流后的电感
适合甲类单端机用的有气隙输出变压器、电源滤波抗流圈。该方法测试手段比较复杂，一
般可用测得的交流电感数值的70％左右估作加载直流工作电流后的电感。
浅谈输出变压器的绕制工艺及电子管功放的仿作（转）
浅谈输出变压器的绕制工艺及电子管功放的仿作电子管功放的电路到八十年代已发展到了极限，各家的电子管功放风格各异，声音表现各不相同，无它，不过各有输出变压器的绕制秘方罢了。有人说电子管功放80%的声音表现源自输出变压器，金玉良言也，再好的电路，再精良的元件，最终没有一只好的输出变压器来保证，一切努力只能白费。为了绕制一只靓声的输出变压器，笔者作过许多次试验，请教了不少国内知名专家和发烧友，甚至动手拆解了一只“斯巴克”560电子管功放的输出变压器，积累了一些绕制输出变压器的经验。下面就仿制一台意大利电子管功放来探讨一下输出变压器的绕制工艺。本机是单端输出，输出变压器初级电流同相，不能采用双向对插铁芯而只能采用单向对插铁芯，在铁芯中留有气隙，为了避免磁饱合，同时又要保持足够大的初级电感量，必须采用比同功率推挽机更大的铁芯；输出变压器层间漏电感的存在，使音频信号耦合率下降，对低频信号有很大的衰减，输出变压器层间分布电容的存在，对音频信号的高频有极大的衰减，直接导致音频信号在整个频带内的不均匀传输，是失真增大的主要因素。因此为了削弱极少的漏电感就要采用初次级分层绕制的
方法，以增加初次级的耦合提高电感量；为了削弱极少的分布电容就要采用初级每层分段的特殊绕法，以降低分布电容对高频的衰减，只有这样，才能使输出变压器的幅频特性保持平直，一般要求输出变压器初级电感量与漏电感的比值要大于10000。同时，为了克服扬声器反电动势对负反馈的影响，本机输出变压器采用了单独的反馈绕组，而不象大部分的电子管功放，直接从扬声器低阻抗绕组(4欧姆)上取负反馈，在反馈绕组的处理上，笔者经过实验认为必须采用与扬声器绕组同样的分层绕制方法，否则将影响音质，甚至整机安全性，这主要因为，如果不分层的话，反馈绕组只能在很窄的频带内传输，与分段分层的扬声器绕组的频带不一样宽，这样一来，从高频到低频的反馈量就会不一致，假如高频频响差的话，那么，高端的反馈量就相应减少，或根本没有，导致放大器的高频放大倍数比低频放大倍数大，极易产生高频自激，所以反馈绕组也要采用分层绕制，以改善频响特性及整机工作的可靠程度。具体方法笔者采用的是初级分四层(四层已足够，再多会增大分布电容)，次级及反馈绕阻各分三层夹在初级中间，层间绝缘使用电话纸，由于是单端输出，不需象推挽机那样分段分层，只需分层即可，绕制方法大大简化，如要求频响更宽一点，次级绕组也可分为四层或五层，但对于只传输音频的输出变压器来说，效果不是太明显，三层已足够，初级及次级匝数可由常见公式计算而得，反馈绕阻与初级的匝数比约为1:15-20，日本名牌-TANGO-的一款"H708"输出变压器，反馈绕组与８欧绕组的匝数比为1.4:1，基本
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