引言
DC/DC模块电源已广泛用于微波通讯、航空电子、地面雷达、消防设备、医疗器械等诸多领域。其中有许多应用场合需要多路输出。如在单片机智能控制器中，单片机供电需要5V，而运放集成电路通常需要12V。在设计多路输出电源时，有许多地方不同于单路输出，需要考虑的问题较多，难度较大。比如，既要考虑变压器管脚限制、多副边变压器设计、各路的稳压电路实现，又要考虑每路轻载及满载时的负载调整率，负载的交叉调节特性。本文通过一个给单片机智能控制器供电的15W三路模块电源的设计实例，详细说明了多路输出电源的设计特点。 1电源的设计指标
12V输入，5V/±12V三路输出模块电源的设计指标如表1所列。表1设计指标
2电源的设计原理
图1是针对单片机主板供电电源所设计的多路输出开关电源原理图。
图1中电感L201，L202，L203是耦合电感，L204是偏置绕组，由于受变压器管脚限制，取自耦合电感。
电路采用单端正激变换电路，当变换器接通电源时，输入直流电压经电阻R601和12V稳压管D601及三极管V601和V602组成的稳压降压电路后，启动UC3843。进入正常工作后，偏置绕组L204的供电电路开始工作，偏置绕组的输出经二极管D4整流、C601滤波后输出12V电压，高于自供电电压，使二极管D602偏，启动电路停止工作。偏置绕组为 UC3843(IC301)提供工作电压（12V），变换器进入正常工作，在PWM脉宽调制方式下，各路次级绕组的输出经过各路的二极管整流、LC型滤波器滤波后，产生各路的直流输出电压。＋5V输出的电压由电阻器R402和R406分压后，与可编程稳压源TL431（IC401）中的2.5V参考电压比较，然后通过光耦合器(IC101)反馈到UC3843的脚2，控制脉冲的占空比，稳定5V输出。耦合电感L202及L203实现±12V两路稳压。过流保护电阻R101和R102检测到开关管的过流信号，送入UC3843的脚3，封锁UC3843的输出信号，实现过流保护。
3设计方案选择
DC/DC模块电源以中小功率为主,功率大都在150W之下,采用的电路拓扑以反激和正激变换器为主，有时也采用推挽变换器,电源要求体积小，设计时全部采用贴片元件。3.1主控芯片选择
主控芯片采用新型脉宽调制集成电路UC3843，是一种电流型控制的专用芯片，图2是UC3843原理框图。它具有欠压锁定电路，低静态电流（1mA），大电流输出，内置能隙参考电压，500kHz工作频率，低R0放大器，电压调整率可达0.01V，非常接近线性稳压电源的调整率，低起动电流仅1mA，启动电路非常简单等特点。3.2稳压方式选择
对单路输出，只在输出端加稳压反馈电路即可，而对多路输出，必须视要求而定：如果各路输出电压精度都要求高，则每路都应设计独立的闭环稳压回路，这样设计难度较大；如果只有一路是重要的负载，其他路负载较轻，并对输出电压精度要求不是很严格，则只须给重要负载所在电路加反馈控制回路，其余两路开环，依靠耦合电感实现稳压。
3.3多路输出滤波电感绕制方式选择
本例的三路输出中，5V（Uo1）是比较重要的负载，输出电流最大（2A），12V是运算放
大器供电电源，允许电压在1～2V范围变化,电流较小（0.25A），所以，只在5V主路加反馈控制回路，±12V辅路的稳压性能是靠耦合电感来实现。针对本例多路输出的具体情况，输出滤波电感不宜采用独立电感，而应采用耦合电感，即将三路的输出滤波电感绕在一个磁芯上，只有5V主电路受控，输出特性较好，而±12V两路较差影响不大。4电源设计过程 4．1UC3843外围电路设计4.1.1开关频率选择
二次电源产品工作频率一般选择在100kHz～400kHz之间，本例设置开关频率为250kHz，UC3843工作频率可达500kHz，脚4是Rt/Ct锯齿波振荡器的定时电阻和电容的公共端，对于UC3843而言，
式中：R是图1中的R304，其值为6.8kΩ；C为图1中的C302，其值为1nF。4.1.2过流保护电路设计
图1中R101及R102为过流检测电阻，根据式ISMA某≈1.0V/RS设计R101及R102，这个电阻要设得很小，以降低电阻上的损耗,图1中设计为两个10Ω电阻并联。检测电压送入UC3843的脚3。
脚3电压高于1V过流保护电路就动作，使脚6停止输出矩形波，电路停止工作。脚3还要接一个RC滤波器以抑制开关管的尖峰电流，图1中这个滤波器由R103及C306组成。4.1.3反馈误差放大器设计
R302，R303及C305构成积分型调节器，电阻R302和R303的比例关系影响系统的动态特性。R302和R303的比值可以改变UC3843电压误差放大器的放大倍数，对于一定的反馈电压量，可使PWM调节器的输出脉宽不同，从而影响输出电压调节幅度，即影响指标中输出的动态响应调节幅度。积分器的电容C305的大小影响系统的调节速度，即影响指标中输出的动态响应时间。4.2功率器件的选取
变换器的开关器件采用功率MOSFET，依据单管变换器计算电压的经验公式，取
式中：Udma某为漏源极的最大电压；D为占空比。
所以，功率MOSFET的反向电压应选用大于144V的，电流按高频变压器一次绕组的最大电流来确定。图1中V101选用耐压200V、电流9A的IRF630。4．3高频变压器的设计4.3.1磁芯的选用
多路输出变压器一般要求有较大的窗口面积，DC/DC模块电源可选用FEY型、FEE型、EUI型等磁芯，对于正激变换器，理论上变压器初级须有复位绕组Nr，这里考虑到变压器脚位的问题，选取高饱和磁感应强度的磁材,去掉复位绕组,这样使每次磁芯都在磁化曲线的下部工作,避免磁芯饱和。
先确定最大磁感应强度Bm，以计算并初选磁芯型号。
1）考虑高温时饱和磁感应强度B会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，最大工作磁感应强度一般选为0.2～0.25T。这里选取高饱和磁感应强度的磁材RM2.2KD，其B为0.44T。2）磁芯型号的选取有两种方法，一是依据式（3）
式中：Ae为磁芯截面积；Aw为磁芯窗口面积；f为开关频率；
ΔB为磁性材料所允许的最大磁通密度的变化范围；dc为变压器绕组导体的电流密度；kc为绕组在磁性窗口中的填充系数。
二是根据厂家的磁芯材料手册给出的输出功率与磁芯尺寸的关系。这里采用第二种方法选用FEY15.3磁芯，其有效截面积为18.7mm2。4.3.2计算匝比
Uo=Uo1＋UD=5.0＋0.5=5.5V（4）式中：Uo1为5V主路输出电压；
UD为整流管MBR1545正向压降，取0.5V。
式中：n12为主路原副边匝比；
Ui=UminDma某=36某0.48=17.28V（其中Umin为电源最低输入电压，Dma某取0.48）；Uo为N2输出电压。实际选取n12=4：1。
4.3.3计算并调整主路副边匝数
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