张耀中;黄进;康敏
【摘 要】In order to realize sensorless vector control of permanent magnet synchronous motor, a novel method based on improved flux observer was adopted. A low-pass filter was used instead of a pure inte-grator, which reduced the errors caused by the initial value and DC offset. The magnitude and phase er-rors of the stator flux linkage introduced by the low-pass filters were compensated in the polar coordinate to make accurate estimation of speed and rotor position. In order to start motor successfully under the load conditions, a start-up method called I-f control was used, which can avoid the problem of overcurrent. A new switching strategy was also adopted. The given position was switched to the estimated according to weighting function. At the same time the given stator current was changed accordingly. It ensured that motors could switch from I-f control mode to vector control mode smoothly and reliably. The experimental results verify that the sensorless control system can work reliably and stably with smooth switching process and good control perfor
mance.%为了实现永磁同步电机的无速度传感器矢量控制，采用改进的磁链观测器法，用低通滤波环节代替纯积分环节，减小了初值误差及直流偏置误差，同时在极坐标系下对定子磁链幅值及相位进行补偿，实现转速和转子位置的准确估算。针对带载情况下无法自启动的问题，采用I-f控制自启动方法，避免了启动过程中出现过流情况。设计了一种新的切换方式，给定坐标角度按加权函数切换至位置观测值，同时相应改变定子电流给定值，保证电机平滑可靠地从I-f控制方式切换为矢量控制方式。实验表明，控制系统能够可靠稳定运行，切换过程平滑，控制性能良好。 【期刊名称】《电机与控制学报》
【年(卷),期】2015(000)010
【总页数】6页(P1-6)
【关键词】永磁同步电机;无传感器控制;I-f控制;磁链观测;状态切换
【作 者】张耀中;黄进;康敏
【作者单位】浙江大学 电气工程学院，浙江 杭州310027;浙江大学 电气工程学院，浙江 杭州310027;浙江科技学院 自动化与电气学院，浙江 杭州310023
【正文语种】中 文
【中图分类】TM351
永磁同步电机（permanent magnet synchronous motor，PMSM）由于其功率密度大、控制性能好、起动转矩大、功率因数高等优点，在家用电器、工业生产等领域得到了越来越广泛的应用。为了得到高性能控制，一般会采用矢量控制方法，这需要用到准确的转子位置信息。而由于位置传感器成本较高，安装复杂，这给PMSM的推广使用带来了一定的限制，因此，PMSM的无位置传感器控制方法成为了电机控制领域的研究热点之一。
PMSM无位置传感器控制方法可分为适用于低速与适用于中高速两大类。适用于低速的方法以基于电机凸极效应的高频注入法为主［1-3］，能够实现低速甚至零速状态下的位置估计，但这类方法算法复杂性及实施难度较高，高频电流的存在也会对控制性能造成一定的影响。适用于中高速的方法包括磁链观测器法［4］、滑模观测器法［5-7］、模型参考自
适应法［8-9］、扩展卡尔曼滤波法［10-11］等，该类方法易于实现，但在低速时性能不佳。
在洗衣机、空调压缩机等应用场合，电机一般运行在中高速状态下，此时，简单易行的磁链观测器法仍是很好的选择。由于磁链观测器中的纯积分环节会对估测结果造成较大影响，本文采用低通滤波环节代替纯积分环节，在极坐标下对低通滤波环节得到的定子磁链幅值和相位进行准确的补偿，提高估测精确度。该方法在低速时由于反电动势太小，无法准确辨识转速及转子位置，因此不能正常启动，而I-f控制自启动方法能有效地解决这个缺陷，在电流闭环的情况下实现带载下的快速启动［12-13］。本文采用I-f控制方式进行自启动，并设计了切换策略，用于进行坐标变换的给定角度按加权函数切换至位置观测值，同时相应改变定子电流给定值以保持转矩平衡，使电机能平顺地切换至矢量控制方式。实验证明了该方案的可行性和有效性，具有一定的实际应用价值。
电机采用表贴式永磁同步电机，其在静止两相坐标系下的电压方程为［4］：
式中：iα、iβ、vα、vβ、ψsα、ψsβ分别为静止两相坐标系下的电流、电压及定子磁链，R为定子电阻。
根据式（1）、式（2），可以得到定子磁链值为：
定子磁链为永磁体转子磁链及定子电流产生的磁链合成而得，因此可得到转子磁链为：
转子磁链值含有位置信息，其表达式为：
只要得到ψrα、ψrβ，便可以通过反正切函数得到估计转子位置
计算定子磁链引入了一个积分环节，往往测量得到的定子电流及电压存在初值误差及直流偏置，这导致定子磁链产生误差。为了解决纯积分器所带来的问题，一般是用一个低通滤波器来代替纯积分器。该低通滤波环节能够有效地抑制纯积分环节的初值误差及直流偏置问题，但同时它会带来幅值及相位误差［14-15］。
本文针对低通滤波环节采用一种基于极坐标的补偿方法。假设低通滤波环节的截止频率为ωc，那么与纯积分环节相比较，低通滤波环节输出的幅值缩
以把得到的'转换至极坐标系，并分别对幅值及相位进行补偿，如图2所示，得到准确的ψs，进而计算出ψr和对转子位置进行微分即可得到角速度
永磁同步电机自启动方法一般是采用V/f开环启动，但在某些应用场合需要大转矩快速启动，此时若采用V/f启动，电流无法得到有效控制，容易产生过流。为了避免这种情况，采用I-f电流闭环控制启动，加速至设定的转速之后再切换至矢量控制模式［12］。
启动初始阶段，给定子绕组通以一个足够大的直流电压矢量，使转子定位到给定初始位置。预定位之后，进行I-f控制启动。启动阶段坐标轴如图3所示，d*q*轴坐标系是用于进行坐标变换的旋转坐标系，而dq轴坐标系是转子实际坐标系，当达到一定转速后，可以认为磁链观测器得到的位置即为实际转子位置。在启动阶段，由于已经进行了电流闭环，q*轴电流能够跟踪给定值在进入切换区域之前，为一个常数，d*轴电流保持为零。此时，电磁转矩大小为
式中：p为电机极对数，λf为永磁体产生的磁链幅值，为两个坐标系之间的夹角。
由式（10）可以看出，电机在I-f控制阶段能够在一定范围内进行转矩自调整。当时，若电磁转矩Te过小，则电机转子会滞后变小，而保持不变，根据式（10），T会增大，使得电机加e速至期望位置，达到新的平衡。若Te过大，也有类似的调整过程。因此，当给定的q*轴电流足够大时之内变化，以调整电磁转矩的大小，保证电机在不同负载情况下都能顺利
地快速启动。另外，由于电流可控，有效避免了过流情况的发生。
在I-f控制阶段，速度外环不起作用，只进行电流闭环。用于进行坐标变换的角度θ*由位置发生器提供，其值为
式中：ωref为速度给定值。ωref不能上升太快，以免电机失步。
在矢量控制阶段，速度、电流双闭环运行，此时，dq轴坐标系与d*q*轴坐标系重合，用于进行坐标变换的角度θ*为磁链观测器估计出的角度
为了能使电机从I-f控制阶段平滑切换至矢量控制阶段，需要采取合适的切换方法。文献［13］提出，通过采用一种调节器使θ¯趋向于零，当θ¯小于一个设定的阂值时即可完成切换。该方法中的调节器对切换过程有较大影响，若设计不合理则可能导致切换失败。
为了实现平滑过渡，提出一种新的切换方式，利用加权函数aM实现低速到中高速的衔接，角度θ*按照aM改变，有
加权函数aM设定如图4所示，即
在过渡区域，θ*从按照加权函数aM增加至在这个过程中逐渐减小至零，为了保持转矩平衡给定也应该进行相应的变化。假设在第n个电流调节周期中，用于坐标变换的角度为θ*（n），则θ¯为θ*（n）-。两个相邻周期的电磁转矩应保持不变，根据式（10），给定q*轴电流需满足
式中（n-1）为上一个周期的q*轴电流，n-1）为上一个周期θ*与的差值。
系统结构框图如图5所示。当给定转速达到切换区域转速上限ω2时，θ*等于减小为零，q轴电流给定从开关1切换至开关2，即q轴电流给定为速度PI环的输出，速度外环开始起作用，系统切换为电压、电流双闭环的矢量控制模式。
实验电机是外转子表贴式永磁同步电机，电机安装在一台波轮洗衣机样机上。其极对数为6，额定功率为175W，额定母线电压为310 V，额定转速为700 r/min。以TI公司的TMS320F28027作为主控芯片搭建了硬件平台，利用三个开关型霍尔传感器检测转子实际位置，以作为观测结果的参考。上位机软件通过串口通信记录实验数据。
图6、图7为带载情况下电机进行速度开环运行的实验结果，其中，图6为V/f控制的实验结
果，图7为I-f控制的实验结果。前0.4 s为转子预定位阶段，之后加速至200 r/min。I-f控制给定电流设为3 A。由图6可以看出，在V/f控制模式下，由于电流开环，电流未能得到有效控制，在加速过程中，电流会不断加大，容易出现过流。另外，在实验中发现，V/f曲线对实验结果有着很大的影响，若设计不合适会使电机出现失步或者过流情况。由图7可以看出，采用I-f控制方法能够使电机在带载情况下顺利启动至设定的转速，由于电流可控，三相电流幅值一直保持为3 A，避免了过流情况的发生。在不同负载、不同加速曲线情况下，I-f控制均能使电机顺利可靠地启动。
图8为电机在带载情况下启动至额定转速的实验结果。前0.4 s为转子预定位阶段，之后加速至700 r/min，启动电流设为3 A，切换区域转速下限、上限分别设为150 r/min、175 r/min。实验中电流有一定的波动，这是洗衣机负载扰动较大所导致的结果。图9为切换过程中q*轴电流以及相角差¯θ的波形图。可以看到，在切换区域内，相角差¯θ逐渐减小，在此过程中，q*轴电流也随之减小，使得转矩保持平衡。当¯θ为零时，完成切换，系统转为矢量控制模式，切换过程较为平滑。
图10为带载情况下电机由500 r/min加速至700 r/min的实验波形。由实验结果可见，在进入
矢量控制模式之后，转速观测误差比较小，稳态时在± 10 r/min之内，升速时在±20 r/min之内，动态响应较快，满足一般应用场合的控制要求。由于负载扰动，电机转速有一定波动。图11为电机在额定转速（700 r/min）下的转子位置观测值及位置观测误差，位置观测误差在±0.1 rad之内。由实验结果可见，系统能在带扰动负载情况下较准确地观测出转速及转子位置，鲁棒性较强，控制效果良好。
本文研究了基于改进型磁链观测器的PMSM无位置传感器控制方法及其启动策略，实验研究表明：
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