2 系统设计
2、 1 Boost 升压电感的设计
要想设计出性能优良的PFC 电路，除了IC外围电路各元件值选择合理外，还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。它的磁性材料不同，对PFC 电路的性能影响很大，甚至该电感器的接法不同，且会明显地影响电流波形；另外，驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡，都会影响主功率开关管的最佳工作状态。当增大输出功率到某个阶段时，还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。因此，在PFC 电路的设计中，合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量就是非常重要的。电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 与对应的最大占空比Dmax时保证电感电流连续为依据，计算公式为: 式中Uin(peak)———低输入交流电压对应的正弦峰值电压,V
Dmax———Uin(peak) 对应的最大占空比
ΔI———纹波电流值,A; 计算时，假定为纹波电流的30%
fs———开关频率,Hz
占空比的计算公式为:
若输入交流电压为220 V( 最低输入电压为85 V)，输出直流电压为390 V，开关频率为fs =50 kHz，输出功率Po =350 W，则可计算得到Dmax =0、78，纹波电流为1、75 A，从而求得电感值L3 =713 μH，实际电感值取为1 mH。
由于升压电感工作于电流连续模式，需要能通过较大的直流电流而不饱与，并要有一定的电感量，即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。
设计中，升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成，其中心柱截面气隙为1、5 mm,Boost 储能电感器的绕组导线并不用常规的多股0、47 mm漆包线卷绕，而就是采用厚度为0、2mm、宽度为33 mm 的薄红铜带叠合，压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上，再接焊锡导线引出，用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感，对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起重要作用。
2、 2 输出电容设计
直流侧输出电容具有2 个功能:
(1) 滤除由于器件高频开关动作造成的直流电压的纹波;(2) 当负载发生变化时，在整流器的惯性环节延迟时间内，将直流电压的波动维持在限定范围内。
开关动作造成的纹波频率比较高，只需要较小的电容就可以满足第1 项要求。第2 项要求与负载功率变化的大小、输出直流电压、输出纹波电压与保持时间Δt 等因素有关，其中Δt 一般取为15 ～50 ms。用Δt 表达的输出电容值为:
式中Δt———保持时间，电网断电后要求电容在时间Δt 内电压不低于一定值
Uo———直流输出电压
Uomin———要求电网断电后，在保持时间内电容电压的最小值
按照降额使用的原则，该方案采用－20% 的安全范围，在最小保持时间条件下计算可得Co =357 μF，
实际选用的标准电容值为Co = 470 μF。
2、 3 电流环与过流保护
电流环包括电流平均放大、脉宽调制(PWM)、外部升压电感与外部电流传感电阻等环节。
从电流传感电阻检测到的负极性信号送入ISENSE 引脚进行缓冲、反相放大后，得到的正极性信号通过电流放大器( gmi) 进行平均，其输出即为ICOMP 引脚,ICOMP 引脚上的电压与平均电感电流成比例，该引脚对地(GND) 外接一电容，提供电流环路补偿并可对纹波电流进行滤波。平均电流放大器的增益由VCOMP 引脚内部的电压决定，该增益设置为非线性，故可适应全球范围内的交流输入电压。无论芯片处于故障模式还就是待机模式,ICOMP 引脚均在内部接至4 V 电平。
脉宽调制(PWM)电路将ICOMP 引脚电压信号与周期性的斜坡信号比较，产生上升沿调制的输出信号，若斜坡电压信号大于ICOMP 引脚电压，则PWM 输出为高电平，斜坡的斜率就是内部VCOMP 引脚电压的非线性函数。
由内部时钟触发的PWM 输出信号在周期开始时为低电平，该电平会持续一小段时间，称之为最小关断时间( tOFF(min) )；然后，斜坡电压信号线性上升与ICOMP 电压交叉，斜坡电压与ICOMP电压的交叉点决定了关断时间(tOFF)，也即DOFF，由于DOFF满足Boost 拓扑结构的方程:DOFF = UIN /UO
UT，且输入UIN 就是正弦电压,ICOMP 与电感电流成比例，控制环路会迫使电感电流跟随输入电压呈现正弦波形以进行Boost 调制，因此平均输入电流也呈现正弦波形。
PWM 比较器的输出送入栅极(GATE) 驱动电路，虽然芯片的驱动电路具有多种保护功能，且栅极输出的占空比最高可达99%，但始终要存在一最小关断时间(tOFF(min) )。正常占空比工作时，输出过压保护(OVP)、峰值电流限制(PCL)等，在每一周期均可直接关断芯片的栅极输出，欠压锁定(UVLO)、输入掉电保护(IBOP)与开环保护/待机(OLP /Standby)等同样也可以关断栅极输出脉冲，直至软起动开始工作才恢复其输出脉冲。
电感电流通过电流检测电阻检测，该检测电阻位于输入整流器的返回通路上，检测电阻的另一端与“系统地”相连。检测电阻与整流器相连的一端为所检测的电压，该电压始终为负值。芯片UCC28019 共有2 种过流保护:
(1) 峰值电流限制( PCL)，可以有效防止电感饱与;(2) 软过流保护( SOC)，可以有效防止输出过载;PCL 每个基本周期均起作用。当ISENSE 引脚上的电流检测电压达到－1、08 V时,PCL 动作并终止当前开关周期;ISENSE 引脚上的电压可以通过－1、0 V的固定增益进行放大，使上升沿为空，从而提高噪声免疫力，减少误触发。
SOC 主要限制输入电流。当ISENSE 引脚上的电流检测电压达到－0、73 V 时,SOC 动作，从而引起
内部VCOMP 引脚上电平的变化，进而控制环路会及时地调整，以减小PWM 占空比。
2、 4 电压环与过压保护
PFC 预调节器双环控制的外环为电压环，主要包括PFC 输出电压检测、电压误差放大与非线性增益等环节。
PFC 预调节器的输出电压对地(GND) 接一分压电阻网络，构成电压环路的检测模块。分压电阻的比率由所设计的输出电压与内部的5 V 标准参考电压来确定；与VINS 引脚的输入一样,VSENSE 引脚上非常低的偏置电流容许选择很高的实用电阻值，以降低功率损耗与待机电流;VSENSE 引脚对地(GND) 接一小电容，可以有效滤除信号高频噪声。需要注意的就是，滤波时间常数应尽可能小于100 μs。
跨导误差放大器(gvm)产生的输出电流正比于VSENSE 引脚上的反馈电压与内部5 V 参考电压的差值。该输出电流对接于VCOMP 引脚上构成阻容补偿网络的电容进行充、放电，进而建立合适的VCOMP 引脚电压，满足系统的工作状态。
补偿网络元件的选择直接影响PFC 预调节器的稳定性，选择合适的电阻、电容值，可以使PFC 预调节器在所有交流输入电压范围内与0 ～100%负载情况下稳定工作，阻容网络总的电容值也决定了软起动时
VCOMP 引脚电压的上升率。一旦芯片发生任何故障或者处于待机模式，则将放大器的输出端(VCOMP 引脚) 接地(GND)，对补偿电容进行放电至零初始状态。UCC28019 集成了多个并行放电回路，即使没有辅助工作电源VCC，也可以对补偿网络进行深放电。如果输出电压的波动反映在VSENSE 输入引脚上超过± 5%，放大器将不再处于线性放大工作状态。如果就是处于过压状态，输出过压保护(OVP) 将会动作，直接关断栅极输出，直至VSENSE 引脚处于± 5% 的调制范围。如果处于欠压状态，欠压检测(UVD) 将触发EDR，立即将内部VCOMP 引脚上的电压提高2 V，并且将内部VCOMP 引脚上的充电电流提升至100 ～170 μA，较高的充电电流加快了对补偿电容的充电，可以使其工作于新的工作状态，提高了瞬态反应时间。
VCOMP 引脚上的电压可以用于设定电流放大器的增益与PWM 斜坡的斜率，经过缓冲后电压要通过增强动态响应(EDR) 与SOC 的调制。
当然,VCOMP 引脚上的电压发生变化时，电流放大器的增益与PWM 斜坡的斜率还要依据不同系统的工作状态(交流输入电压与输出负载水平)进行适当的调节，以提供低谐波畸变、高功率因数的输入电流跟踪输入电压而呈现正弦波形。
设UOUT(OVP) 为超过5%额定电压的输出电压，该值将会导致VSENSE 引脚上的电压超过5、25 V(5 V 参考电压的+ 5%)的门限阈值(UOVP)，从而导致输出过压保护(OVP) 动作并关闭GATE( 引脚8)输出；
只有当VSENSE 引脚上的电压低于5、25 V 时，栅极驱动GATE( 引脚8) 才有信号输出，例如系统的UOUT(OVP) 为420 V，则额定输出电压为400 V。
如果输出电压反馈元件失效而未与VSENSEN输入的信号正常连接，那么电压误差放大器将会加大栅极输出，以达到最大占空比。为防止此类现象，芯片内部的下拉作用迫使VSENSE 引脚电压降低，如果输出电压降至其额定电压的16%，则会导致VSENSE 引脚电压低于0、8 V，芯片将处于待机模式。该状态下PWM 开关处于暂停状态，但芯片仍处于工作状态，只不过待机电流低于3 mA。设计者也可以利用这种关断特性，通过外部开关，实现VSENSE 引脚电平的拉低。
2、 5 EMI 滤波器与噪声抑制
高频开关电源产生的电磁干扰(EMI)主要以传导干扰与近场干扰为主，电磁干扰又有共模干扰与差模干扰2 种状态。EMI 滤波器就是目前使用最广泛、也就是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一，其不但要抑制共模干扰，也必须抑制差模干扰。图4 给出了所设计的EMI 滤波器。它接于电源输入端与整流器之间，内含共模扼流圈L2与滤波电容C1 ～C4。共模扼流圈也称共模电感，主要用来滤除共模干扰。它由绕在同一高磁导率上的2 个同向线圈组成，可抵消差分电流，其特点就是对电网侧的工频电流呈现较低阻抗，但对高频共模干扰等效阻抗却很高。C2与C3为Y 电容，跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰，其容量约为0、002 2 ～0、100 0 μF;C1与C4为X 电容，用于滤除差模干扰，其典型值在0、01 ～0、47 μF 之间。
图4 EMI 滤波器。
UCC 28019 的驱动能力很强，可以提供最大1、5 A 的门极快速驱动。但就是，高速驱动脉冲也带来了比较大的EMI 问题，适当地在门极添加驱动电阻，减缓驱动脉冲的di /dt，可以降低变换器产生的开关噪声，从而对前级的EMI 滤波器的要求也相应降低。
PFC 升压二极管的反向恢复特性就是导致系统传导与辐射干扰的主要因素，在一定程度上加剧了系统EMI 滤波器的负担。不仅如此，功率开关管在其导通期间必须吸收所有的反向恢复电流，也必须将由此导致
的额外功率消耗掉，这不仅提升了噪声干扰，而且也会影响系统的效率。传统型单相功率因数校正主电路中的二极管就是快恢复硅二极管，其材料就是硅，而硅的反向耐压能力低。
与硅材料相比，碳化硅( SiC) 材料在性能上更适合制造电力电子器件，因为其具有反向耐压高、导通
电阻小、导热性好，以及承受反向高压时泄漏电流小等优点。目前，以SiC 为材料的SiC 肖特基二极管在电压容量上已经取得突破，电压容量已做到600 V，满足单相功率因数校正的主电路对二极管400 V 的耐压要求，且SiC 肖特基二极管的反向恢复特性与快恢复二极管相比，更快、更软。因此，选择SiC 肖特基二极管作为该系统的升压二极管，以减小二极管反向恢复所引起的传导与辐射干扰；同时，在升压二极管上并联RC 网络，也能取得较好效果。
3 试验
根据上述理论，设计了一台350 W 的单相功率因数整流器，其各项保护措施如软起动,VCC欠压锁定、输入掉电保护、输出过压保护、开环保护/待机模式、输出欠压检测、过流保护、软过流、峰值电流限制等都非常齐全，主要实验参数为：输入电压为AC 220 V/50 Hz 的工频电源，输出电压为390 V，开关频率为50 kHz，高频输入滤波电容C5 = 0、47 μF,B oost 升压电感值L3 = 1 mH，输出滤波电容Co = 470 μF，电流检测电阻RS选取阻值为0、067 Ω，由3 个阻值为0、2 Ω、功率为1 W的无感精密电阻并联而成，电流检测信号滤波电容C7 = 1 000 pF，滤波电阻R5 = 221 Ω。
单相功率因数整流器的栅极驱动Ug的试验波形如图5 所示。输入电压Uin与输入电流Iin的试验波形如图6 所示。由图6 可见，输入电流能很好的跟踪输入电压。对输入电压与输入电流的前50 次谐波分析可知，在输入电压的总谐波畸变率(THD)为4、61%时，输入电流总谐波畸变率仅为4、53%，功率因
数可以达到0、993，因此，可认为该功率因数器实现了单位功率因数的校正与低电流畸变。与传统功率因数校正电路(UC 3854控制的PFC 电路) 相比，该功率因数整流器的设计步骤简化了许多，减少了元器件的数量，也缩小了印刷电路板的尺寸。
图5 栅极驱动Ug的试验波形。
图6 输入电压Uin与输入电流Iin的试验波形图。
4 结语
基于CCM PFC 芯片UCC 28019 设计了一种新型单相功率因数整流器，所需的外围元器件少，大大减小了PFC 控制板的面积。对单相功率因数整流器的主要模块进行了详细分析与设计，并采用了一种新型薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感，有效地减小高频集肤效应，改善Boost 变换器的开关调制波形，降低磁件温升等。通过理论分析与试验验证，该功率因数整流器拓扑结构简单、实用，且性能可靠，实现了单位功率因数校正与低电流畸变，具有较高的应用价值。
豫公网安备41160202000603
站长QQ:729038198
关于我们
投诉建议