具有峰值电感电流控制的升压转换器

一些实施例通常涉及低功率电路设计，特别涉及一种具有峰值电感电流控制和失 调补偿零检测的低输入电压升压转换器。

有关联邦政府资助研究的声明

本发明是在政府通过国家科学基金会(National Science Foundation)颁发的第 1035771号奖和国家科学基金会纳米系统工程研究中心协助中心(NSF NERC ASSIST Center)(EEC-1160483)的支持下完成的。政府对本发明享有当然的权利。

通过电池或从环境采集功率进行工作的低功率设备会产生很小的电流或电压以 延长设备的工作时间。在施以很小的输入电压或电流时，升压转换器能够产生比其输入电 压更高的输出电压，并且通过这种方法，低功率设备能够从很小的输入中采集能量。但是， 当输入电压很低时，升压转换器电路中的失调会使得难以准确地检测到并使用很小的输入 电压，并且升压转换器内部的失配可能导致巨大的变化，以至于门元件的输出在逻辑层被 改变，因此造成升压转换器的输出电压不够精准。

各种外界的源都能够用于采集能量，包括光、震动、热和射频。能够从户外的日光 实现能量采集。这些能量采集器通常在尺寸上相对较大。它们能够用于在高电压采集大量 的功率(kW级别)。借助非常好的最大功率点跟踪，这些能量采集器能够达到很高的效率。与 此相反，使用太阳能电池的微功率能量采集器包括无线传感器网络(WSN)或蓝牙传感器网 络(BSN)能量采集器。能够将它们用于低功率系统。由于太阳能电池体积更小、室内光线条 件中的环境光线较暗，因而这些采集器通常尺寸较小并且采集的能量非常少(μW级别)。另 一种常用于BSN应用的能量采集器是压电采集器，用于从震动中采集机械能量。这些能量采 集器能够采集10-100μW的可用功率。当机械压力作用于压电材料时，就会产生电能。最近， 已经证明了压电采集器适用于BSN。这些采集器能够以80％以上的效率采集几微瓦至一百 微瓦的输出功率。从可用的RF功率中采集能量是为BSN获取能量的另一种方法，能够提供足 够的能量来驱动BSN。

本发明描述了用于从DC输入电压采集能量，并将其提升为更高的存储的输出电压 的升压转换器的系统、方法和装置。能够使用最大功率点跟踪来控制转换器，以针对其输入 源(例如热电发电机(TEG)或光伏电池)进行优化。一种控制方案能够用于升压转换器的低 侧开关，它基于输入电压VIN的值改变开关导通的时间，使得峰值电感电流基本恒定，与VIN 和VOUT一阶无关。为了能够同时允许低电压和低功率，并因此实现高效，运算比较器能够用 于高侧开关控制中的零检测，运算比较器具有失调补偿并设定占空比。

本发明中的一些实施例中包括升压转换器装置。所述升压转换器包括被配置为通 过电感电流的电感；操作性地耦合至所述电感的升压转换器开关，所述升压转换器开关被 配置为在升压转换器开关被激活时接收输入电压并产生输出电压；操作性地耦合至所述升 压转换器开关的开关控制电路。所述开关控制电路被配置为接收所述输入电压，并发送控 制信号以激活所述升压转换器开关，以便维持峰值电流基本恒定。所述电感电流与输入电 压和输出电压无关。

本发明中的一些实施例包括使用升压转换器从很低的输入电压中采集能量的方 法。所述方法包括接收输入电压，并且产生两个不重叠的、包括第一时钟相位信号和第二时 钟相位信号的时钟相位信号。所述方法进一步包括操作升压转换器，以根据所述第一时钟 相位信号产生输出电压，同时维持电感的峰值电感电流基本恒定。所述电感电流与所述输 入电压和所述输出电压无关。所述方法进一步包括根据所述第二时钟相位信号执行失调抵 消，以消除所述升压转换器的比较器的失调。

本发明中描述的一些实施例包括节能的升压转换装置。所述装置包括被配置为通 过电感电流的电感；操作性地耦合至所述电感的升压转换器开关，所述升压转换器开关被 配置为激活升压转换切换循环；以及操作性地耦合至所述电感和所述升压转换器开关的零 检测比较器。当激活所述升压转换切换循环时，所述零检测比较器被配置为被激活，用于对 所述电感电流进行零检测，所述零检测比较器还被配置为在完成所述零检测后被停用。所 述零检测比较器进一步包括失调抵消部件，所述失调抵消部件被配置为消除所述零检测比 较器中的失调，以便当电感电流下降为零时，所述零检测比较器准确地检测到电流变化。

图1是根据一个实施例的、示出升压转换器基本结构的结构图。

图2是根据一个实施例的、示出改变低侧开关导通时间以维持基本恒定的峰值电 感电流的控制电路的结构图。

图3示出了根据一个实施例的、改变低侧开关导通时间以维持基本恒定的峰值电 感电流的控制电路的一个实施例的结构图。

图4示出了根据一个实施例的、基于输入电压VIN的值来控制峰值电感电流基本恒 定的方法的流程图。

图5是根据一个实施例的、示出通过定时来设定基本恒定的电感电流的升压转换 器结构(如图1所示)的具体电路实现的结构图。

图6是根据一个实施例的、示出用于热电发电机(TEG)的最大功率点(MPP)跟踪电 路的结构图。

图7是根据一个实施例的、示出MPP跟踪的仿真结果的绘图。

图8是根据一个实施例的、示出示例性的升压控制定时信号的绘图。

图9是根据一个实施例的、示出不同输入电压下示例性的峰值电感电流的数据曲 线图。

图10是根据一个实施例的、示出将电感电流设置为独立于输入电压的示例性低侧 (LS)定时电路的结构图。

图11是根据一个实施例的、示出在LS定时控制信号(如图10所示)下的电感电流的 示例性仿真结果的数据曲线图。

图12提供根据一个实施例的、示出示例性的高侧(HS)定时电路的结构图以及示出 定时控制信号的绘图。

图13提供根据一个实施例的、示出具有失调补偿并设定占空比(用于低功率)的比 较器(例如，如图12所示)的结构图。

图14提供根据一个实施例的、升压转换器的晶圆光绘以及升压转换器的示例性规 格参数。

图15提供根据一个实施例的、示出表示正确工作和再校准的MPP跟踪的示例性实 测输出的数据曲线图。

图16提供根据一个实施例的、示出不同输入电压下示例性实测低侧激活定时的数 据曲线图。

图17提供根据一个实施例的、示出具有低侧激活定时的示例性实测效率的数据曲 线图。

图18是根据一个实施例的、示出使用蒙特卡罗仿真过程的峰值电感电流的示例性 变化的数据曲线图。

图19至20提供根据一个实施例的、示出比例高达47倍的理想的零检测的示例性实 测零检测方案的数据曲线图。

图21是根据一个实施例的、示出在选定的输入电压下升压转换器的示例性实测工 作的数据曲线图。

图22是根据一个实施例的、示出表示升压转换器启动的示例性实测结果的数据曲 线图。

图23至26提供根据实施例的、TEG的示例性的实施例。

具有峰值电感电流控制和失调补偿零检测的低输入电压升压转换器提供了一种 从输出电压很小的源中采集能量的升压转换器的方案。例如，皮肤和空气之间特别是衣物 下的热梯度可能仅有几摄氏度，并且在采集器封装中的匹配热阻抗带来的挑战可能使得热 电发电机(TEG)小于1摄氏度，这导致开路TEG输出小于30mV。一些升压转换器解决此问题的 方法是通过将允许的输入电压(VIN)减至20mV，并且通过借助例如机械开关、RF启动器或变 压器的帮助寻求更低的启动电压。本发明中提供的一些实施例中提供了一种升压转换器电 路，所述电路关注从更低的VIN中采集能量带来的挑战，因为这将允许梯度小于1℃时TEG进 行工作，减少了系统功率损耗的可能性(系统功率损耗将导致重启)。另一方面，从低VIN中采 集能量面临几种关键的挑战；低输入功率需要超低功率电路以保持高效，失调使得很难准 确地检测并使用小VIN，失配可能引起峰值电感电流(IPEAK)的巨大变化，并且准确的零检测 通常涉及到大电流比较器。本发明中描述的一些实施例提供了一种能够从低至10mV以下的 VIN采集能量、效率比从前的方法高出5-10％的升压转换器。对电压不敏感的恒定IPEAK控制 电路、最大功率点(MPP)跟踪，以及将失调补偿与占空比相结合的比较器，这几种因素共同 作用产生了这些结果，并且在10mV输入时效率为22％，在更高VIN时效率高达84％。

本发明中描述的一些实施例中包括将IPEAK控制方案与具有失调补偿和设定占空 比的比较器相结合的热电升压转换器，从而能够从低至5mV到10mV(比现有技术降低了50％ 到75％)的TEG输入中采集能量。维持基本恒定的IPEAK允许转换器在宽的VIN范围内保持高 效，在20mV和400mV时效率分别达到52％和84％，这改进了从前的设计。这些特征允许转换 器扩展了用于具有很小的热梯度的热采集的操作窗口，能够用于诸如人体可穿戴的传感 器。

本发明中描述的一些实施例包括一种被配置为产生并控制用于低电压或超低电 压升压转换的峰值电感电流的控制电路。所述峰值电感电流在一阶与输入电压和输出电压 无关。例如，所述控制电路能够用于对输入电压(VIN)进行采样，然后产生持续时间与VIN成 反比的脉冲。所述脉冲用于控制低侧开关(例如，升压转换器开关的低侧开关)，这样就产生 了基本恒定的峰值电感电流。在另一个示例中，所述控制电路能够用于对VIN采样，并使用平 方定律依赖关系产生持续时间与VIN成反比的脉冲。

在另一个实施例中，升压转换器能够在至少两个相位工作。至少一个相位用于升 压，至少一个相位用于抵消失调。例如，能够在比较器的升压转换器中使用升压转换技术， 这种比较器使用失调补偿获得准确的零检测，同时使用占空比进行节能。例如，共栅放大器 能够使用失调抵消技术进行低功率的零检测。

在一个实施例中，升压转换器能够控制峰值电感电流对低电压或超低电压进行升 压转换。电感的峰值电流在一阶与升压转换器的输入电压(VIN)和输出电压无关，并且能够 基于平方定律依赖关系通过对VIN进行采样而产生，图3至4对此进行了进一步的讨论。

图1是根据一个实施例的、示出升压转换器基本结构的结构图。如图1所示，升压转 换器可具有电感100、升压转换器开关103、开关控制电路102，以及可选的最大功率点(MPP) 跟踪电路101。MPP跟踪电路101和电感100接收输入电压105，即VIN。MPP跟踪电路101连接到 开关控制电路102。升压转换器开关103连接到电感100和开关控制电路102，并输出输出电 压104，即VOUT。

在一个实施方式中，MPP跟踪单元101接收(例如，从TEG接收)输入电压VIN 105，从 而跟踪TEG的最大功率点，以使升压转换器工作在TEG的最大功率点，正如图6中的进一步讨 论。开关控制电路102产生控制信号以激活升压转换器开关103，用于对输入电压105进行升 压转换，并产生输出电压104。开关控制电路102的工作将在图2中进一步讨论。

图2是根据一个实施例的、示出改变低侧开关导通时间以维持基本恒定的峰值电 感电流的控制电路(例如，图1的102)的结构图。如图2所示，在开关控制电路200的一个实施 例中，开关控制电路200能够接收输入电压201(即VIN)、测量VIN、在升压转换器开关(例如， 图1的103)内设置低侧(LS)开关(MLS)203的导通时间(或激活时间)，并输出信号到升压转换 器开关(如图1所示)中的LS开关(MLS)203，使得电感(例如，图1的电感100)的峰值电流IPEAK 基本恒定，例如，200。换句话说，开关控制电路200能够基于VIN的值改变LS开关(MLS)的导通 时间，以维持电感的基本恒定的峰值电感电流(IPEAK)。

图3示出根据另一个实施例的、产生控制信号以维持电感电流基本恒定的图2中控 制电路200的模块的结构图。如图3所示，开关控制电路300有两部分。第一部分302用于产生 与输入电压301的平方(VIN2)成正比的电流。第二部分303用于产生与输入电压成反比(VIN -1)的脉冲宽度(或持续时间)。两个部件302和303能够串联或并联，并且提供输出到脉冲产 生单元304以产生控制信号。开关控制电路300接收输入电压301(即VIN)，并且向升压转换器 开关(如图1所示)内部的LS开关(MLS)输出信号。来自脉冲产生单元304并输出到LS开关 (MLS)305的控制信号具有的幅度与输入电压的平方(VIN2)成正比，而其具有的脉冲宽度(或 持续时间)与输入电压成反比(VIN-1)。开关控制电路300能够基于VIN的值改变LS开关(MLS)的 导通时间以维持基本恒定的电感峰值电流(IPEAK)。

图4示出根据一个实施例的、基于输入电压VIN的值控制峰值电感电流基本恒定的 方法(例如，由图3的开关控制电路300实现)的流程图。如图4所示，一方法能够控制电感(例 如，图1的100)的峰值电流(IPEAK)基本恒定。首先，例如在401处，开关控制电路测量出升压 转换器开关的输入电压(VIN)。其次，例如在402处，开关控制电路产生导通或激活LS开关 (MLS)的脉冲。此脉冲的幅度与输入电压成反比(VIN-1)。

图5是根据一个实施例的、示出通过定时来设置基本恒定的电感电流的升压转换 器结构500(如图1所示)的一个具体电路实现方式的结构图。如图5所示，升压转换器500包 括MPP跟踪电路501、用于产生控制定时的三个相位的升压控制电路502，以及包括高侧(HS) 503b和低侧(LS)503a的升压转换器开关503。当VIN 505维持在开路的TEG 504输出电压的一 半以上时，TEG 504提供最大功率，于是MPP电路501在MPPclk 507为低脉冲时将此值存储为 VMPP 506，这还将禁用升压转换器500。当MPPclk 507为高电平时，升压转换器500工作，直到 VIN(505)

在图5中，升压转换器500从TEG 504采集能量。升压转换器500是一个开关模式的 功率转换器。例如，首先，信号LS 510a变为高电平，晶体管MLS 504a导通。这将电感509连接 在TEG 504和地511之间。结果是，电感509中的电流开始增大，并且开始存储能量。它从TEG 504获取能量。经过一段明确定义的时间后，LS 510a降低至接地，MHS 503a导通或者被激活。 电感509中存储的电流对电容放电，提高VCAP 513的电压。对推荐的转换器500的附加描述包 括MPP跟踪单元501、升压控制电路502和LS/HS开关503a-b，这些将在图6、10和12至13中讨 论。

在一个实施方式中，从TEG 504中采集的能量能够无损耗地存储到电容VCAP 513 中。然而，在实际的系统中，可能无法这样实现，会有一些能量损耗。将转换器的效率定义为 传输给负载的功率与从源获取到的功率的比值，这是衡量性能的方法。其中涉及到的一些 损耗解释如下。开关MLS 503a和MHS 503b具有有限的电阻，并且它们在切换循环的过程中传 输电流。当电流通过电阻时，传导损耗在开关中以焦耳热的形式体现。还有，升压转换器开 关503中的开关MLS、MHS(503a-b)和其他电路以周期性(或反复的)的方式采集能量。这种切 换也涉及到能量损耗，并且被简单地称为切换损耗。此外，可以包括各种不同的偏置电流电 路，以实现对转换器的控制。这将导致一直都存在的功率损耗，称为静态损失。为了使升压 转换器的效率达到最大值或得到改进，所有这些损耗都应当减至最小值或减少。最终，当升 压转换器500的效率达到最大值，并且升压转换器的工作点基本对应于TEG 504的最大功率 点时，能够从TEG 504采集到最大功率。有关TEG 504的最大功率点的进一步讨论在相关联 的图24至26中提供。

升压转换器500的MPP跟踪电路501能够使转换器在最大功率点工作。MPP跟踪电路 501中的部件将在图6中进一步讨论。升压控制电路502包括LS控制单元502a和HS控制单元 502b，它们分别产生LS定时信号和HS控制信号。升压控制器502的部件将在图10和12至13中 进一步讨论。当MPP跟踪电路501跟踪到TEG 504的MPP点并在该点工作时，升压转换器开关 503能够在给定的工作条件下达到可能的最大效率。

图6是根据一个实施例的、示出最大功率点(MPP)跟踪电路(图5的501)从TEG中采 集能量的结构图。图6中的MPP跟踪电路501连接到与门620(作为图2的升压控制电路502的 一部分)和负载/升压转换器604(与图5的升压转换器开关503类似)。MPP跟踪电路501包括 MPP采样电路601、比较器602和时钟发生器603。时钟发生器603(在图6中标记为“clock gen”)产生周期为150ms的时钟信号。如图7的仿真所示，此时钟发生器603用于产生具有 10ms低电平的脉冲。当所述脉冲降至低电平时，升压转换器被禁用，结果是负载电流变为 零。因为没有负载连接到TEG 605的输出，所以TEG电压变为其开路电压VTEG(图6中未示出)。 所述脉冲还用于闭合图6中的开关S1 606a和开关S2 606b。两个电阻607连接到来自TEG 605 的电压，VMPP节点608通过电阻分压器(如两个电阻607所示)获得VTEG/2的电压。因此，电容CM 610充电至VTEG/2。VMPP节点608的输出电压由电容CM 610维持。MPP采样电路601对TEG开路电 压的一半进行采样，并将其存储到电容CM 610中。当来自603的脉冲再次变为高电平时，升 压转换器604开始从TEG 605吸收电流。当升压转换器604从TEG 605吸收电流时，Vin 615的 电压电平开始下降。通过增加切换频率，升压转换器604使从TEG源605吸收的电流增大。只 要比较器602的输出是高电平，且升压转换器开关604处于较高的频率，从TEG源605吸收的 电流就很大。

图7表示MPP跟踪电路(图5的501，在图6中有详细说明)的仿真结果。701处显示的 是时钟发生器603产生的时钟信号(标记为“MPPclk”)。例如，当吸收电流时，TEG的输出电压 (标记为“VTEG”)605变为低电平，最终达到VMPP 608的值，此值被设置为VTEG/2。当VTEG越过VMPP 的值时，比较器输出(由705表示)变为低电平，且升压转换器604被禁用。由于升压转换器 604被禁用，因而Vin 615的电压开始变高，并将会超过VMPP 608(由703表示)。在此点，比较器 602的输出变高，转换器604再次被启用。这样，TEG 605的输出电压维持在VTEG/2，这是升压 转换器电路(例如，如图26中所示)的最大功率点。控制电路(例如，图5的502)将TEG VTEG 605的输出电压(表示为702)维持在其最大功率点，电压略有波动。电压波动量是连接到TEG 605的电容606的函数。通过连接大电容606，能够将此电压波动减小至可以忽略不计。在图7 所示的仿真中，输出端电容606为5μF电容。这样，将升压转换器电路维持在其最大功率点。 使用时钟信号MPPclk对升压转换器的输出电压进行频繁采样，这有助于保持跟踪TEG开路电 压，以对升压转换器电路的工作条件中的动态变化做出解释。

图8表示升压转换器的控制信号(例如，由图5的502产生)的时序图，说明对两个相 位信号φ1 801和φ2 802的使用，φ1 801用于抵消失配，以在低电压采集能量。在一个实 施方式中，升压控制电路502产生三个非重叠的时钟相位信号φ1 801、LS 803和HS 804。φ1 801的脉冲宽度由延时线(例如，图5的514)设置，这个额外的相位定义了一个定时相位，所 述定时相位允许在LS定时中基本恒定的IPEAK控制以及在开关控制电路(例如，图5的502)的 比较器中的失调补偿。LS 803的脉冲宽度被设置为维持基本恒定的IPEAK，而无论VIN(例如， 图5的505)或VCAP(例如，图5的513)为何值，HS脉冲804被控制为在IL＝0时断开MHS(例如，图5 的503b)。维持基本恒定的IPEAK能够对很多输入电压VIN使效率达到最大值或有所提高，这是 因为基本恒定的IPEAK将升压转换器置于更大的传导损耗和更大的切换损耗之间的平衡点。 IPEAK控制还控制输入电压VIN的波动。已知的设置IPEAK的方法(控制MOSFET的RON)非常消耗功 率，并且对失配很敏感(±20-40％的错误)，所以在以前这些已知的技术在微功率升压转换 器上还没有实现过。为了提高效率，升压转换器500对范围非常广泛的VIN维持基本恒定的 IPEAK，基本上是以选定的峰值效率电流为中心。

升压转换器500参与通过电感电流对电感充电，并将充电的能量存储到电容的VCAP (例如，图5的513)中。信号LS 803和信号HS 804用于实现这种切换。在图5中，信号LS 803变 为高电平，以导通MLS晶体管503a。这时开始通过增大的电感电流对电感充电。在经过一段明 确定义的时间后(这设定了电感的峰值电流)，电感电流对电容上升VCAP放电。当HS 804变为 低电平时此过程完成。通常通过控制LS信号803和HS信号804来控制升压转换器500的性能。 但是，升压转换器500能够从非常低的输入电压(例如10mV)中采集能量。如果是在很低的电 压电平采集能量，那么应该解决升压转换器电路中的失配或非理想条件的问题。两个晶体 管的阈值电压之间的失配本身就能够高至～50mV。如果没有对升压转换器电路中的器件 (比如比较器)之间的失配进行补偿，那么在低压下采集能量可能十分困难。因此，由图5的 开关控制电路502实现的能量采集控制拆分为由相位信号φ1或φ2控制的两个相位。在相 位一(由控制信号φ1 801表明)中，升压转换器电路中普遍存在的失配得到了补偿。相位一 φ1 801之后是相位二φ2 802，包括控制和产生信号LS 803和HS 804。

图9表示不同输入电压下示例性的峰值电感电流的数据曲线图。LS信号(例如，图8 的803)控制从TEG(例如，图5的504)中采集能量的数量。当LS 803导通时，电感电流增大，达 到峰值IPEAK。峰值电流的值取决于LS开关MLS(图5的503a)的导通时间。导通时间越长，峰值 电流越大。对于微功率设计来说，电感电流向存储电容VCAP放电(图5的513)。所以，在每次循 环中从TEG转移的能量表示为E＝0.5×LI2PEAK。

进行能量转移时会引起损耗。这就是切换和传导损耗。传导损耗取决于IPEAK。升压 转换器的效率非常依赖于IPEAK的值。图9表示不同的输入电压下IPEAK引起的效率的变化。正 如图9所示，在较小的IPEAK值处，升压转换器中的切换损耗占主要因素，并且降低了效率。正 如以上公式所示，这是因为转移的能量与切换损耗相比较小。在较大的IPEAK值处，传导损耗 大幅增加，降低了效率。存在使效率达到最大值的IPEAK取值。因此，需要控制IPEAK的值。

在一个实施方式中，低功率控制电路(例如，如图10所示)能够包括在图5的升压控 制电路502中并且能够用于控制峰值电感电流。由于升压转换器电路内部元件之间的失配， 升压转换器的峰值电感电流对输入电压VIN或电容电压VCAP的依赖非常小(±2.5％)。

图10是根据一个实施例的、表示将电感电流设置为在一阶上与输入电压无关的、 示例性的低侧(LS)定时电路(例如，图5的升压控制电路502的LS控制502a)的结构图。如图 10所示的控制电路1000产生LS信号(例如，图8的803也是)的定时。还能够通过此控制电路 1000来对峰值电感电流的值进行编程。控制电路1000使用切换循环的相位1和相位2(例如， 图8的801和802也是)来产生LS的定时。

如图10所示，在相位φ1(例如，图8的801)(连接到图10中输出1021的晶体管)期 间，节点a 1001连接到VIN 1004，即TEG(图中未示出)的输出电压，VCLS 1005接地，并且比较 器C1 1006被禁用。LS 1016的输出接地1007。晶体管MP1 1011的电压很低(例如，MP1 1011的 栅源电压比MP1的阈值电压低)，这将节点b 1002的输出电压设置为VIN(1004)+VTM1，VTM1是晶 体管M1 1012的阈值电压。将MP1 1011的取值控制为在相位φ1期间由M1 1012来决定节点c的 电压，并且在φ2期间将M1 1012维持在饱和状态。微弱的MP1 1011使得M1 1012非常接近于其 阈值电压。

在相位φ2(例如，图8的802)(连接至在图10中输出1002的晶体管)，当节点b 1002
与节点c 1004之间的连接断开时，节点a 1001接地。在期间，M₁ 1012(长通道)中的电流
与(V_GS1-V_TM1)²成正比，其中晶体管M₁的栅源电压V_GS1等于节点b 1002的输出电压减去节点a
1001的电压(其值为零，因为在相位φ2期间此节点接地)，这些节点已经在前面讨论过，因
此M₁、I_LSctl中的电流简化为(V_IN)²。此电流1014I_LSctl被镜像并整合至C_LS 1015，直到V_CLS
1005达到V_IN的值。由于电流I_LSctl 1014依赖于V_IN 1020，LS导通的时间(T_{ON_LS})与V_IN 1020
(假定M_LS上的电压降可以忽略不计)成反比，这将I_PEAK设置为基本恒定的值C_LS/(k*L)，与V_IN
和V_CAP一阶无关。

晶体管M1 1012被设计为处于饱和状态，并且该晶体管将电流ILSctl1014设置为： ILSctl＝k×(VIN+VTM1-VTM1)2＝k×(VIN)2

用于LS控制产生的电流ILSctl 1014与输入电压1004的平方成正比，它用于产生LS 定时。将此电流ILSctl 1014镜像至对电容CLS 1015充电。随着φ2 1022变高，电容CLS 1015开 始充电。LS 1016的定时由电容CLS1015的充电给出。一旦φ2 1022变高，LS 1016就变高，且 电容CLS 1015开始充电。一旦电容CLS 1015的电压经过VIN 1004的值，比较器C1 1006的输出 就变低，这重置触发器，并将LS 1016接地。

在相位φ1 1021中比较器C1 1003失调抵消使得实测的充电电压降至比如5mV。当 比较器C1 1003检测到VCLS>VIN时，断开LS脉冲1016。当RSTint(1025)＝0(图1)时，与门1024允 许MPP电路(例如，图5的501)迅速禁用MLS。因为比较器仅在高功率转移和高IL期间导通，所 以此控制电路1000不消耗静态功率，这使它的功率成为切换损耗的一部分，控制电路1000 以±2.5％的误差控制IPEAK越过VCAP和VIN，其灵敏度低于更高功率转换器类似的方案。通过 对CLS 1015进行数字化调谐来解决跨过程的变化(k参数)。

在一个实施方式中，非常需要在IL＝0的点(零检测)断开或停用HS开关来进行有 效的工作。对于低VIN的升压转换器来说，已知的基于比较器的方案被认为功率过高，所以在 断开MHS以后可以检测到VX，并且使用VX的行为纠正下一个周期的定时。有关HS定时和零检 测的进一步讨论在图12至13中提供。

图11表示产生图10的LS 1016的时序图。LS的定时计算如下，

随着电容(图10的C1 1103)从0充电到VIN，LS 1101的导通时间可以计算如下：

这是电感的导通时间。此时间随着VIN降低而增大。

假定忽略下降经过MLS，电感的基本方程式为

在LS 1016导通期间，电感电流从0充电到IPEAK。

以上为峰值电感电流公式。图10推荐的电路将峰值电感电流的计算简化为非常简 洁的形式。此表达式说明峰值电感电流IPEAK与VIN和VCAP电压一阶无关。它取决于电容CLS 1015的电容值和电感值L。通过控制CLS的值，能够将峰值电感电流IPEAK设置为基本恒定的 值，这给出了最大效率，如图11所示。此表达式中的常量k是一个工艺和温度的函数。结果 是，峰值电感成为工艺中的变量的函数。电容CLS和电感L的值对于给定的实施例是可变的。 例如，可以改变它们的值以对工艺变化进行补偿。通常，改变电感的值是不实际的，这是由 于涉及到成本问题，或者是由于它是在芯片之外带来的尺寸问题。但是，电容位于芯片以 内，并且能够很容易地控制。例如，为了使用电容CLS解决变化问题，可能需要对电容使用5位 的二进制控制。

图1102表示在不同的VCAP和VIN取值时峰值电感电流的仿真结果。仿真结果表明升 压转换器电路表现出对VCAP或VIN非常小的依赖性。在输入电压VIN的值更低的时候，峰值电 流值减少。可以降低电容CLS的电容值以增大峰值电感电流。

图12根据实施例提供了一个示例性的高侧(HS)定时电路的结构图，以及一个表示 相位1(1207)定时控制信号和各种控制信号的绘图。正如在图10中讨论的那样，升压转换能 够将电感中存储的这种能量转移到如图10所示以及如图12的1204所示的电容电压VCAP中。 这是通过控制转换器的高侧开关实现的。应该很好地控制HS开关以达到更高的效率。例如， 一旦电感(图1中的100；图12未示出)已经充电至IPEAK，HS信号1201就变低，并且晶体管MHS 1202导通。电感电流(图1中的100的电流；图12中现在示出)开始对电容(1205)放电。在此 点，节点Vx 1203升至比VCAP 1204更高来满足传导。随着电容1205充电，电感电流减少，并且 Vx 1203电压降低。因此，电感电流最终变为零，Vx 1203变为与VCAP 1204相等。开关MHS 1202 在此点断开，否则电感电流将反向，并且它将开始从VCAP 1204中带走电荷，这将降低效率。 类似地，如果开关在电感电流变为零以前断开，那么剩下的电流将通过高阻抗二极管放电， 这也会有损效率。因此，为了精准定时，需要检测电感电流过零。这通常被称为零检测，如图 12中使用零检测产生HS定时的电路所示。

如图12所示的实施例中说明了比较器C2 1205通过比较Vx 1203和VCAP 1204并且立 即断开MHS 1202而检测到电感电流(图12中未画出)IL＝0。此比较器本身使用一种如图13所 示的门拓扑结构，仅在HS 1201和φ1 1207的脉冲期间导通。因为IL(和功率转移)在大多数 时间里都是很大的，来自比较器C2 1205的额外的“切换损失”仅仅将效率降低了大约 0.02％，但是其很高的导通电流(～20μA)给出了快速反应。对于在低VIN下工作的转换器来 说，失调可能是个问题。在HS比较器1205中，相位φ1提供失调补偿。

例如，使用比较器C2 1205对VX节点1203和VCAP 1204进行比较。一旦VX 1203越过 VCAP 1204并且到它以下，C2 1205的比较器输出变低并断开开关MHS 1202。使用零检测比较 器C2 1205通过监控节点VX 1203来产生HS信号1201。存在一些与零检测相关的问题。首先， 比较器的性能必须非常好。如果通过比较器的延时很大，就不能满足HS控制的精准定时的 要求。其次，需要比较器的功率消耗很小，因为功率消耗会增加升压转换器的损耗。最后，比 较器内部的器件的失配可能会造成高失调，这可能会改变零检测。在从很低的输入电压采 集能量时，这一点尤其迫切，因为失调本身可能比输入电压VIN 1209还要高得多。因此，应该 抵消由于失配造成的失调。

图13提供根据本发明的实施例的、说明具有失调补偿并设定占空比(用于低功率) 的比较器(例如，图12中的1205)的一个结构图。在一个实施方式中，可以使用具有20μA偏置 的静态电流的共栅放大器1301。使用共栅放大器1301通常提供良好的性能；但是，如果比较 器1205总是导通，那么升压转换器的静态功率就会变得很高，这将在低的输入电压VIN下导 致非常低的效率。设置比较器(图12的C2 1205)的占空比来解决这一问题。仅当切换发生时 比较器才导通。例如，在MPP跟踪时，切换发生的频率很低。每一次通过MPP比较器(例如，图6 的602)激活切换循环时，零检测比较器(图12的C2 1205)导通，并且在零检测完成后断开。 因此，图13中详细说明的比较器(图12中的1205)只有在切换循环过程内才会导通，并且其 功率消耗是切换损耗的组成部分。由于有零检测比较器，功率开销大幅减少，包含了图13中 所示的比较器的升压转换器(图13中未画出)的效率在VIN为10mV时降低约～2％，在VIN为 100mV时降低约～0.3％。

如上所述解决了性能和功率问题，HS控制电路还解决了失调问题。在切换循环的 相位φ1 1301中抵消了HS控制电路中的失调。在φ1 1301时，将节点d 1302和e 1303设置 为VCAP 1307，而将节点f 1303设置为VSS，并且开关T1 1308导通，而开关T2 1309断开。来自 节点g 1304的反馈设置VOFFSET 1310以消除比较器中的失调。如果电路中没有失调，则VOFFSET (1310)＝VREF(1311)。补偿以后实测到的比较器失调<1mV。在很多情况下，转换器中的其他 比较器使用与图13所示电路类似的失调补偿电路。在失调补偿以后进行零检测。一旦LS变 低，就在相位φ2中启用比较器。节点d 1302连接到VCAP 1307，e 1303连接到VX 1315的节 点，并且开关T1 1308断开，T2 1309导通。比较器被配置为正常工作。随着电感电流下降，VX 1315开始降低。一旦VX 1315越过VCAP 1307，则共栅放大器1301改变状态并且比较器输出变 低，这使MHS(图12的1202)断开。更高的性能和失调抵消方法提供了正确的零检测。在表示理 想的零检测的t1时刻，实测到的VX 1315波形(例如，见图20的2005)没有出现过冲或下冲，这 可以确认当IL＝0时正确关断了HS定时，或者说停用了MHS。

在一个实施方式中，升压转换器电路使用启动电压。从低输入电压(诸如来自TEG 的10mV电压)开始充电可能是不切实际的。文献中推荐了几种启动技术。

图14提供根据实施例的、升压转换器的晶圆光绘以及升压转换器示例性的规格参 数。图14的升压转换器电路由130nm的CMOS工艺实现。期望VIN到VSS 1401一线的电阻为300m Ω，这其中包括焊线、电感寄生DC电阻、板卡的迹线电阻以及MOS晶体管MLS 1404的电阻。用 于此设计的电感为10μH绕线电感。此种实施方式所占全部面积为0.12μm2。三个输入/输出 (I/O)焊盘可以用于VSS 1401，两个I/O焊盘用于VCAP 1403。

图15提供根据实施例的、说明表示正确的工作和再校准的MPP跟踪的示例性实测 输出的数据曲线图。如图15所示，升压转换器被禁用和切换停止的脉冲周期在1501处说明。 在该点上对最大功率点电压进行采样，并存储在电容中，用于实现控制。

图16提供根据一个实施例的、表示在不同的输入电压下示例性的实测低侧激活定 时的数据曲线图。LS脉冲宽度与峰值电感电流成正比。图16示出对于给定的VIN，峰值电感电 流随VCAP改变的相关性很小，例如，在1601处所示。随着VIN下降，LS时间上升，例如，在1602处 所示。由于IPEAK与VIN成正比，VIN下降需要TON必须增大以维持基本恒定的峰值电感电流。图 16表明随着VIN下降，TON增大，例如，在1602处所示。

图17提供根据一个实施例的、表示在不同的输入电压VIN下低侧激活定时的示例性 实测效率的数据曲线图。通过改变LS开关的时间周期来测量效率，说明对于图中的每一个 VIN值都存在一个峰值效率点。在TON1701的值很低时，峰值电感电流很小并且切换损耗是主 要损耗，导致效率降低，在TON值更大时，峰值电感电流很大，这引起了更高的传导损耗，再次 降低了效率。随着VIN的下降，针对每一个VIN的峰值效率点的TON时间1701都增大。这些测量 结果与图9所示的控制峰值电感电流IPEAK使效率达到最大值或提高效率相吻合。

例如，图17表示低输入电压下测量的效率。转换器在输入电压为0.4V时达到峰值 效率84％。它还能够在输入电压低至10mV时以22％的效率采集能量。例如，一种已知的升压 转换器在20mV时效率可达48％，而这里描述的一些升压转换器的实施例在20mV时效率可达 53％。

图18是根据一个实施例的、蒙特卡罗仿真过程中的峰值电感电流示例性变化的数 据曲线图。不同的过程峰值电感电流不同。在设计中，这是通过减小定时电容CLS(例如，图10 的1015)进行补偿的。

图19至20提供表示示例性的实测零检测方案的、其中理想零检测比例高达47倍的 数据曲线图。理想零检测有助于达到更高的频率。在切换过程中节点VX的行为说明零检测 的性能。如果开关MHS在电感电流变为零之前或之后断开，那么节点VX的输出就会发生过冲 或下冲。例如，假定当MHS断开时电感仍然具有电流。结果开关的低阻抗被二极管高阻抗取 代。因此，VX和VCAP之间的压降增大。因此，VX节点产生过冲。类似地，如果开关导通更长时间， 并且电流过零并改变方向开始从VCAP电压移走电荷，那么VX节点将产生下冲。在打开开关时 没有出现过冲或下冲说明零检测基本理想。

图20表示不同组合的VIN和VCAP下的示例性的实测零检测。在所有的波形中节点VX 都没有出现过冲或下冲，说明零检测基本理想。

图21表示在选定的输入电压下(例如，输入电压1202为10mV和8mV时)升压转换器 示例性的实测工作的数据曲线图。在这种架构中，VCAP分为两部分，一部分供应开关控制电 路，另一部分作为升压转换器的输出。初始时将VCAP 1201供应的电路预先充电到更高的电 压。图21说明输出能够从低至10mV(1202)的VIN充电。

图22是根据实施例的、表示升压转换器启动时的示例性测量的数据曲线图。该图 在2201-2202处示出启动波形。在这种架构中，在初始时将VCAP充电至590mV(例如，在2201 处)，然后从升压转换器进行充电。在2202处，升压转换器对这部分从590mV充电至1V。

图23至26提供根据一个实施例的、TEG的示例性实施例。热电发电机(TEG)将从温 差产生的热能转换为电能，反之亦然。热电现象背后的物理原理称为赛贝克效应，这是电动 势(emf)因而也是两个不同的导体间(当它们的接合处保持在不同的温度时)的电压或电流 的产物。导体2305(可能是金属或半导体并且不必是固态。除了产生emf以外，热电还用于测 量温度以及制热或制冷。当电通过两种不同导电材料的接合处时，能够产生热量或带走热 量(制冷)。这种效应被称为珀尔帖效应。类似地，如果两种金属之间存在温差，那么产生的 电动势的大小与温差成正比。通过测量产生的电压或电流，就能够测量出温度。

用于产生电的热电材料需要是电的良导体，因为散射效应能够在障碍物的两侧都 产生热。热电材料还应该是热的不良导体，否则热侧与冷侧之间保持的温差将产生大量的 热回流。对这些电和热特性进行过优化的材料符合要求。诸如碲化铋或硅锗之类的重掺杂 半导体已经显示出最佳性能。半导体材料还形成一个基底，n型(2302)和p型(2301)半导体 都能够在其上产生。p型掺杂2301和n型掺杂半导体材料2302的片段(比如适当掺杂的碲化 铋)相互连接形成电路。分流处由非常良好的电导体(比如铜)制成。电压驱动电流通过电 路，从一个片段经过连接的分流处通向另一部分。在确定效率时，这种结构等价于电子从一 种热电材料直接流向另一种热电材料。例如，能够通过将热电片段重复很多次并且将它们 组织成2304中所示的阵列来构建热电制冷/制热模块。当电流在模块内流动时，一侧被冷却 (2304a)，另一侧被加热(2304b)。如果将电流反向，则热侧和冷侧也颠倒过来。功率发生器 的几何结构在概念上与此是相同的。在这种情况下，顶侧连接到热源，底部连接到热沉。热 电功率发生器通常在物理形状上与制冷模块类似，只不过使用更少更高且更厚的元件。

半导体材料中的赛贝克效应产生了从n型材料2302中的热结到冷结的过量电子 流。在p型材料2301中，向着冷侧迁移的空穴产生与n型材料2302中的电流同一方向的净电 流。衡量TEG中使用的材料的性能的方法是赛贝克系数，它被定义为温度每变化一度时电压 的变化量，

因为热是从顶端流到底端的，所以所有热电分支都是热并联的。在功率产生模式 中，从顶端到底端的热流通过外部负载来驱动电子流。在热采集器的输出端获得的电压与 通过热电元件的温差成正比。对于可穿戴式设备来说，温差很小，并且几毫伏至50毫伏的输 出电压是能够使用10cm2的热采集器产生的全部电压。能量采集器应该能够从如此低的电 压中采集能量。可以使用以上讨论的能够从10mV的输出电压中采集能量的TEG采集器。

可以将热电发电机建模成电压源与输入电阻串联。例如，图24表示TEG的等效电 路。开路电压VTEG 2401与热侧和冷侧之间的温差成正比，计算如下：

VTEG＝SΔT

S是赛贝克系数，ΔT是TEG热侧和冷侧之间的温差。由于碲化铋良好的电传导性和 不良的热传导性，商用TEG可以使用半导体材料碲化铋。N型碲化铋材料的赛贝克系数在54 ℃时为-287μV/K。因为更低的电压来自于一个TEG电池，所以如图23(例如，2301-2302)所 示，能够将很多电池串联使用以增大输出电压。将更多电池串联使用将增大TEG的输入电 阻，并降低效率。此外，较小尺寸的TEG还能够用于可穿戴设备。因此，TEG的输出电压可能非 常小，有时仅有几毫伏。本申请(例如，图1)中推荐的电路能够从TEG材料的如此低的输出电 压中采集能量。

图25示出了具有连接至TEG的能量采集器的电路。采集器2502表现为具有连接到 TEG的输出阻抗ZLOAD 2501的负载。从TEG吸收的功率取决于ZLOAD的值。当ZLOAD 2501很高时， 采集器2502吸收的电流很小，所以输出功率很小。类似地，如果ZLOAD 2501很低，那么输出电 压很小，因此输出功率很小。当ZLOAD(2501)＝Rin(2504)时，将会对负载传递最大功率，例如， 在2503处所示。

图26表示连接到TEG的能量采集器的输出特性。它说明输出功率和输出电压是负 载电流的函数。对于所述负载来说，输出功率达到峰值，存在最大输出功率点2601。当所述 负载与输入电阻Rin匹配时达到最大功率点2601，例如，在图25的2503所示。在这种工作条件 下，图25的输出电压Vin 2506给出为Vin(2506)＝VTEG/2，其中VTEG在图25的2507处示出。

热电发电机工作的环境条件是动态的。例如，TEG中热侧和冷侧之间的温差可能会 变化。这可能导致TEG开路电压变化。结果是，TEG的最大功率点(MPP)是一个动态的量，并随 时间变化。能量采集器能够连续或反复地在最大功率点跟踪和工作，从而基本上使采集的 能量最大化。例如，在图6中，在MPP点连续或反复地跟踪和操作能量采集器的最大功率点电 路。

本发明中描述的一些方法和装置可能是通过软件(存储在内存中，在硬件上执 行)、硬件或此二者的组合执行的。例如，以上讨论的控制电路能够替换为以这样的软件和/ 或硬件实现，或包括这样的软件和/硬件的控制模块或控制设备。例如，硬件模块可以包括 通用处理器、现场可编程门阵列(FPGA)和/或专用集成电路(ASIC)。软件模块(在硬件上执 行)可以以各种软件语言(例如，计算机代码)来表达，包括C、C++、JavaTM、Ruby、Visual BasicTM，以及其他面向对象的、过程的或者其他编程语言和开发工具。计算机代码的示例包 括但不局限于微代码或微指令、机器指令(比如由编译器生成)、用于生成一项web服务的代 码，以及包含由计算机使用解释器执行的更高级的指令的文件。更多的计算机代码示例包 括但不局限于控制信号、加密代码和压缩代码。

本发明中描述的一些实施例与计算机存储产品有关，这些产品具有非暂时性计算 机可读介质(也可称为非暂时性处理器可读介质)，介质上存储了指令或计算机代码，用于 执行各种计算机实现的操作。计算机可读介质(或处理器可读介质)是非暂时性的含义是它 不包括本身短暂传送的信号(例如，在诸如空间或电缆的传输介质中传送载有信息的电磁 波)。介质和计算机代码(也可称为代码)可以是设计和构建用于特定的一种或多种目的的 介质和代码。非暂时性计算机可读介质的示例包括但不局限于诸如硬盘、软盘和磁带一类 的磁性存储介质；诸如压缩盘/数字视频光盘(CD/DVD)、只读存储器压缩盘(CD-ROM)和全息 设备的光存储介质；诸如光盘的磁光存储介质；载波信号处理模块；以及诸如专用集成电路 (ASIC)、可编程逻辑设备(PLD)、只读存储器(ROM)和随机存取存储器(RAM)设备的专门用于 存储和执行程序代码的硬件设备。

以上虽然已经描述了本发明的各种实施例，但是本领域技术人员应该理解这些实 施例仅仅作为示例，而不是限制。以上描述的方法和步骤表明特定的事件以特定的顺序发 生，特定步骤的顺序可能有所不同。此外，在可能的情况下，特定步骤可能在并行的过程里 同时执行，并且也如上所述地进行串行执行。虽然已经描述了具有特定功能和/或部件组合 的各种实施例，但是从此处描述的任何实施例中抽取任何功能和/或组件的组合或子组合 构成其他实施例也是可能的。