整流电路

本发明涉及一种接成三相电桥、主开关采用四段开关的整流电 路。这种整流电路可用在例如电力拖动工程(直流电力拖动)、电池充 电器和不断电电源系统中。

由于直流电力拖动可按四个象限工作(直流电压大于、等于或小于 零，直流电流大于、等于或小于零)，因而采用传统技术时，通常采用 可逆变流器[即带总共12个硅可控整流器的两个反并联六脉冲组(整流 器，电力变换器)]给它们供电。在此情况下，在从拖动状态切换到供 电状态和相反从供电状态切换拖动状态时，要么就只好接受那无益的 空载时间，要么就得安装额外的供电路电流流通用的额外电路电流感 应线圈，而且还得采用特殊的拖动方法。这类变换的工作原理表明这 样两个问题：可逆变流器从三相网络提取正弦电流，而且带来大量的 谐波分量、无功功率和网络反应，从而需要在三相网络中设置昂贵的 滤波器，这是极为不利的。

在中心功率范围内需要消耗三相正弦电流时，可以采用IGBT(绝 缘栅双极晶体管)变流器，这种变流器包括一个网络侧PWM(脉宽调制) 整流器和一个四象限执行机构。PWM调制法能提供具有可调功率因 数的正弦网络电流。这里需要10个IGBT连同10个反向二极管，再 加上中间电路中的多个昂贵而不太可靠的电解电容器。由于强(hard) 切换过程而使开关损耗相当大，从而使这类变流器在中心功率范围的 最高开关频率限制在10至20千赫，额定效率在90％左右。

本发明的目的是提供本说明书开头所述的那种整流电路，这种电 路功率密度和额定效率都较高，而且可以提高开关频率。

上述目的是结合本发明电路在本说明书开头所述的那些特点采 取下列措施达到的：给主开关并联谐振电容器，并在两个直流端子之 间配备一个辅助换向装置连同一个辅助开关，辅助开关设计成四段开 关，且与一个谐振电感线圈串联连接。

本发明的好处尤其在于，所提供的这种新型整流电路可以采用 PWM调制法，而且开关损耗极低。这种整流电路可以在功率因数cos φ＝1的情况下从三相网络提取正弦电流，在功率因数cosφ＝-1 的情况下将正弦电流馈入网络中。此外，开关频率比一般整流电路高， 这可大大简化三相网络中滤波器地结构。因此，本发明提出的电路的 好处是，可用在三相网络与直流侧之间在电气上无需隔离的所有整流 电路应用场合。

这里有这样的好处，即在从拖动状态切换到供电状态和从供电状 态切换到拖动状态的过程中，既不需要观测空载时间，也无需特殊的 拖动方法或额外的电路电流电感线圈。

功率半导体比起PWM整流四象限执行机构来，结构复杂：其 IGBT和二极管[或GTO(门关断晶闸管)]就分别各为12个，额定电流减 小33％，有两个IGBT和两个二极管(或两个GTO硅可控整流器或高 速硅可控整流器)其额定电流非常小，体积大致相同。额定电流之所以 减小33％是因为开关组的各主开关实际上并行开关所致。然而，本发 明提出的整流电路需用的无源元件基本上较少，例如，由于能量转换 是单级式的，因而直流侧没有电容器。此外，由于并关频率提高了， 因而简化了滤波器的结构。另外，由于这个原理，因而开关损耗低， 导致冷却费用减少，且额定效率提高。

下面就附图中所举的实施例更详细地说明本发明。附图中：

图1示出了准谐振器整流器(经改进的矩阵变流器)的电路；

图2示出了60度输入电压区间的示意图；

图3示出了准谐振整流器的脉冲模式表；

图4示出了一个电压区间(电压区间6)中ARCP换向的电流和电压 波形；

图5示出了一个电压区间(电压区间6)中准谐振整流器的开关电 压和开关组电流。

图1示出了准谐振整流器(经改进的矩阵变流器)的电路，(至于矩 阵变流器，可参看例如B.S.Bemet，T Matsuo，T.A.Lipo等人在1996 年6月《IEEE-PESC会议记录，Baveno》第107页至113页发表 的题为“采用反向阻断NPT-IGBT和最佳化的脉冲模式的矩阵变流 器”的文章)。各相带滤波电感线圈LF1、LF2、LF3、各相之间接有滤 波电容器CF1、CF2、CF3的三相滤波器一方面接网络电压为U1、 U2、U3的三相网络，另一方面接整流器的两个分别为三相的开关组。 整流器或两个开关组相对于网络星中点的输入电压为U1、U2、U3(通 称UI)，相间电压为UI12、UI23、UI31。整流器和开关组的输入电流用 iI1、iI2、iI3表示。

第一开关组有三个主开关SI1、SI2、SI3，每个开关接一相。谐振 电容器Cr11，Cr12，Cr13与主开关并联连接。开关电压(谐振电容器处 的电压)为Uc11、Uc12、Uc13。主开关S11、S12、S13的输出端彼此相 连接，流经公共输出端的开关组电流用isg1表示，此第一开关组的输出 电压用Uo1表示。

第二开关组也有三个主开关S31、S32、S33，每个接一相。谐振 电容G31，Cr32，Cr33与主开关并联连接。主开关S31、S32、S33的 输出端彼此相连接，流经公共输出端的开关组电流用isg3表示，此第二 开关组的输出电压用Uo3表示。

两开关组的输出端可经辅助换向装置带串联连接的谐振电感线 圈Lr3的辅助开关AS31彼此相连接。流经辅助换向装置的电流用is31 表示。

辅助换向装置与两开关组的输出端的连接点形成整流器的负荷 端，负荷端之间的电压为Uo31，输出电流io1和io3即流经负荷端。负 荷电感为Ld。负荷电压(＝直流电压)为Ud。

图1的左边部分例举了主开关(四段开关)S11、S12、S13、S31、 S32、S33(通称S)和辅助开关(四段开关)AS31(通称AS)的设计。从图中 可以看到，四段开关包括两个IGBT半导体T1、T2和两个反向二极管 D1、D2，D1和T1在一边，D2和T2在另一边，各自并联连接，两并 联电路则串联连接。形成辅助开关AS31的两个IGBT半导体和反向二 极管其大小取得使其额定电流基本上小于形成主开关S11……S33的各 元件的额定电流。

不然，四段主开关S也可采用其它可自动断开的功率半导体元件 (例如GTO，MOSFET，双极晶体管或MCT)，必要时可采用二极管。 与此相反，四段辅助开关AS另一方面也可以采用能自动接通的功率 半导体元件(例如，硅可控整流器，GTO，MCT，MOSFET或双极 晶体管)，必要时可采用二极管。在功率上限范围内，尤其可以在主开 关采用12个可阻断的GTO或在辅助开关中采用两个额定电流较小的 可阻断高速硅可控整流器，在各种情况下，两个GTO硅可控整流器与 两个高速硅可控整流器并联连接。

在一般强切换的矩阵变流器中，通常换向有一半是在感性和半容 性的状态下进行的。这里，感性换向(正功率梯度)是通过四段开关的 有源接通过程启动，通过反向电流消失过程中断开四段开关的无源断 开过程终止的。与此相反，容性换向(负功率梯度)是通过四段开关的 有源断开过程引发，通过参与换向的四段开关在开关电压大致为零时 的无源接通过程终止的。若采用M.G.B Venturini和A.Alesina在1988 年《IEEE-PESO会议记录》第1284页至1291页发表的题为“9开关 直接PWM-交流-交流变流器的固有振幅极限和最佳设计”一文中 所述的驱动方法用来驱动矩阵变流器，可以在输入侧产生功率因数可 调的正弦电流和可能有的最大电压传输比。但由于这种算法只确定脉 冲占空因数，因而倘若变流器是一般强切换的矩阵变流器，也需要最 佳化自由度，即脉冲模式。

在本发明提出的在图1用作整流器的准谐振矩阵变流器中，换向 装置的作用确定了开关顺序和脉冲模式。

假设输入电压是对称的，

Ui1＝Ui·cos(ωit+θi)

Ui2＝Ui·cos(ωit+θi-120°)

Ui3＝Ui·cos(ωit+θi+120°) 其中 ${\omega }_i=2·\pi ·f_i=\frac{2·\pi }{T_i}$

Ui＝输入电压的振幅

ωi＝网络角频率

θi＝位移角

fi＝网络频率

Ti＝网络周期长度

则可以确定6个电压区间1至6(U1区间)，在该区间中，三个相 间电压Ui12、Ui23和Ui31的极性都不变。图2示出了这方面输入电压 Ui1、Ui2、Ui3和各相间电压随时间而变化的情况。位移角θi＝0时， 可以得出下列电压区间：

电压区间1：              0°≤ωit≤60°

电压区间2：              60°≤ωit≤120°

电压区间3：              120°≤ωit≤180°

电压区间4：              180°≤ωit≤240°

电压区间5：              240°≤ωit≤300°

电压区间6：              300°≤ωit≤360°

从图3准谐振整流器的脉冲模式一览表中可以看到，在1至6的 6个电压区间(Ui区间)的每一个中，无论输出电流io1，io3为正还是负 (iox＞0，iox＜0；x＝1，3)，总是有在开关频率fs的一个周期Ts期间产 生两次容性换向和一次ARCP换向(ARCP＝辅助谐振换向极)的脉冲 模式。“正向”开关顺序以F表示(从S11至S12至S13至S11等的换向， 和从S31至S32至S33至S31等的换向)，“反向”开关顺序用B表示(从 S11至S13至S12至S11等的换向和从S31至S33至S32至S31等的换向)。 这里，ARCP换向为容性换向，是通过变换感性换向进行的。变换感 性换向是用带辅助开关AS31的辅助换向装置调转开关组电流isg1和isg3 的极性进行的。

然而，在两个开关组中进行ARCP换向不仅需要用图3一览表中 规定的开关顺序，而且还需要使开关组中在时间Ts期间的两个ARCP 换向同步。若采用一览表的脉冲模式，则第一脉冲占空因数最短的开 关组激发两开关组中的ARCP换向。于是在时间Ts结束时，仍然留在 第一脉冲占空因数较长的开关组的脉冲占空因数分量起作用。

然而，作为图3一览表中规定的脉冲模式的另一种选择，也可以 在时间Ts结束时使ARCP换向与同一开关顺序同步。

下面就参阅图4举例说明在某一电压区间(电压区间6)进行ARCP 换向时的电流和电压波形。两开关组中的ARCP换向是通过有源接通 辅助开关AS31(ia31上升)启动的。由于辅助支路AS31-Lr3两端电压的 极性，流经辅助换向装置的电流Ia31的绝对值如开关组电流isg1和isg3 绝对值减小而同样的程度增加，最后改变其极性。达到负升压电流- ib时，两开关组中导通的主开关同时(同步)有源断开，开关组电流isg1， isg3则开始换向进入相应开关组的三个谐振电容器Crxy(x＝1，3；y ＝1，2，3)中。

接着，谐振电容器在振荡过程中再充电，从而使两开关组待接通 的主开关可有利地无源接通，在开关电压为零时损耗极低。由于辅助 换向装置两端的电压Uo31在振荡过程中改变其极性(从Ui12改变为- Ui12)，因而辅助换向装置中电流ia31的绝对值在新的主开关接通之后减 小，且开关组电流isg1、isg3趋近其稳态值。最后辅助开关AS31在反向 电流消失过程中断开时，达到新的稳定状态。

ARCP换向的换向电压的绝对值总是最大相间电压的绝对值，因 而大大简化了谐振电容器Crxy和谐振电感线圈Lr3规格的选取。

除ARCP换向外，在两开关组的每一个中在各开关频率周期中还 分别进行着自然容性换向，这些换向无需同步化(参看表中用c表示的 换向)。

图5举例展示了主开关S11至S13的开关电压Uc13、Uc12和Uc11以 及电压区间6中的开关组电流isg1。由于输出电流io1为正，因而脉冲 模式S12/S11/S13/S12取图3一览表的模式(参看表中x＝1时的倒数第二 行)。在t1之前的时间，主开关S12导通，在t2和t3之间的一段时间， 主开关S11导通，在t4与t5之间的时间，主开关S13导通，在t6之后的 时间主开关S12再次导通。

开关组电流isg1极性的改变(这方面还可参阅图4中极性变化下isg1 的波形)使输出电流io1在辅助开关AS31的配合下从主开关S12ARCP换 向到主开关S11。接着，输出电流io1从主开关S11换向到主开关S13， 从主开关S13换向到主开关S12，这两个换向是自然容性换向(图3表中 用c表示)，无需驱动辅助换向装置进行。

因此，各主开关中的开关过程的好处是，完全是容性开关过程(即 在开关电压为零的情况下有源断开、无源接通)，且主开关S11、S12、 S13和S31、S32和S33作为零电压开关ZVS工作。另一方面，辅助换向 装置的辅助开关AS31只进行感性开关(即在反向电流消失过程中有源 接通、无源断开)。因此，此辅助开关AS31作为零电流开关ZCS工作。 由于辅助开关AS31只让短电流脉冲导通，因而其额定电流能基本上小 于主开关的额定电流。

如果将谐振电容值提高到半导体开关的输出电容规定的最小值 以外可以降低零电压开关ZVS的开关损耗。提高谐振电感值Lr3可以 缓和辅助开关AS31的接通过程。升压电流ib应取得使其馈入振荡电路 中的附加能量明显超过振荡过程中产生的损耗。提高谐振电感值Lr3 可以减缓辅助开关AS31的接通过程。升压电流ib应取得使其馈入振范 电路中的附加能量明显超过振荡过程中产生的损耗。

与传统的矩阵变流器的整流电路相比，上述谐振整流电路不仅可 以使开关损耗小，而且还可以简单的方式保护变流器。举例说，变流 器的一个或两个开关组发生短路时，若辅助开关AS31在主开关断开之 后直接有源接通，则可以使所有主开关S11、S12、S13、S31、S32、 S33有功断开。于是可能流通的负荷电流可以流入辅助换向装置现有的 续流电路。在此情况下，辅助开关AS31的规格应取得使其不仅在稳态 情况下而且也应在故障情况下因短电流脉冲而动作时让续流负荷电流 导通。