具有有源谐波限定的开关电源

本发明涉及一种根据权利要求1前序部分所述的具有有源谐波限 定的开关电源。

这种类型的开关电源在大量应用中得以成功使用。当通过开关电 源发送的直流电源用于各自的应用时，需要超过发送电能的交流主干 线电压峰值的直流电压电势，在这种情况下，这种开关电源的优点更 为突出。

US-A-5705894公开了根据这种应用设计开关电源的一个非常典型 的例子。这篇文件描述了一种用于运行一个或者如果适当的话，运行 大量荧光灯的电子镇流器。作为输入网络，其中所公开的电子镇流器 的开关电源有整流桥，交流主干线电压在输入侧送入整流桥。在整流 器高电势的输出端，整流桥向经正向偏压充电二极管部分连接到存储 电容器的充电电感发送脉动直流电压。所述存储电容器的第二个端子 连接到整流桥低电势的输出端。作为所连接的电子镇流器的电源电压， 稳定平滑的直流电压在存储电容器的两个端子输出。与通过整流桥发 送的脉动直流电压相比，为了升高该稳定的直流电压的电势，还设置 了与充电二极管和存储电容器并联功率晶体管形式的开关。

这种类型的电路用于桥接交流主干线电压瞬时值和存储电容器两 端地直流电压之间的电压差值。具体地说，如果功率晶体管被激活且 开关闭合，则充电电感中的电流线性升高。如果当达到预定端值时通 过关断功率晶体管打开开关，则电流向充电电容器放电，假设该充电 电容器两端的电压大于整流桥输出端整流后的主干线电压。在该放电 电流的下一个过零点，功率晶体管再次被激活，也就是说，开关闭合， 结果重复所述过程。开关周期以主干线频率的多倍运行，在流过充电 电感的电流电平的期望值，与整流桥输出端脉动直流电压的瞬时值相 对应，功率晶体管被转换，也就是说被去激活。

当在开关电源输出端产生的稳定的直流电压电平与输送的交流主 干线电压相比不太大时，这种带有可调的升压转换器的开关电源的结 构特别有利。但是，开关电源输出电压的差值越大，则决定升压转换 器功能的开关电源的元件的体积越大，尺寸要求越苛刻。

这实际上通过US-A-5383109的教导已经可以实现。这篇文件公开 了一种带

有有源谐波限定的开关电源形式的电源，用它产生已定义的相对 被提高的稳定的直流电压，甚至在大量具有不同峰值的交流主干线电 压的情况下。在这篇文件中，所公开的可调开关电源的大量实施例都 共用相同的基本概念，即成倍使用尺寸很关键并基本决定了升压转换 器的功能的元件。与上述已有技术相比，那么，在US-A-5383109所公 开的开关电源的例子中，位于开关电源输出端的存储电容器由两个同 样电容器的串联电路代替，这样每个电容器上只有整流后输出电压的 一半。以类似的方式，在升压转换器中实现开关的单个功率晶体管由 两个晶体管的串联电路来代替，并且最后，充电电感被分为两个电感。 但是，这种电路设计需要分别在两个存储电容器之间的两个开关晶体 管之间有接合点与整流桥的中性线输入相连接。

但是，为了能实现调节，即能在相应点及时地将升压转换器的开 关切换为开或关，可调升压转换器通常需要和开关电源本身瞬时操作 状态有关的信息项。这涉及到与充电电感中电流瞬时值有关的信息， 涉及到与由整流桥发送的整流后的交流主干线电压的瞬时值有关的信 息，也涉及到与在开关电源的输出端的稳定的直流电压的瞬时值有关 的信息。在带有可调的升压转换器的传统开关电源的例子中，例如在 引言中引证的US-A-5705894中所描述的，这种信息分别在排布在整流 桥下游的电路配置中的开关电源元件中被检测和拾取。这样，就能够 使所有这些信号参考共同的参考电势，该电势通常是到低电势的整流 桥输出端的返回线上的电势。但是，US-A-5383109中公开的解决方案 没有披露在不同的电路设计情况下，怎样解决在开关电源中如何检测 与其瞬时操作状态有关的信息项这一问题，其瞬时操作状态对可调升 压转换器来说必要的。

因此本发明的目的是为引言中所述类型的开关电源提供另一些实 施方案，这些实施方案允许具有成本有节约的元件的低损耗交流/直流 转换使用稳定可调的电路，甚至当在这一过程中产生的稳定的直流电 压高达至少两倍于输送的交流主干线电压峰值时。

就引言中提到的所述类型的开关电源来说，通过权利要求1特征 部分所述特征来实现这一目的。

在这种解决方案中，在开关本身作为二进制信息直接检测到的实 际上仅是和升压转换器的开关切换状态有关的信息。特别是作为模拟 信号检测到的所有其他的和开关电源瞬时操作状态有关的信息项，在 每种情况下经连接在交流主干线电压和开关电源整流桥之间的充电电 感的副线圈被拾取。由于信号评价单元处于定义好的参考-地电势，所 有以浮动方式送入该单元的模拟状态信号都被参考同样的参考-地电 势。根据信号评价单元中的电路，能够以可靠且简单的方式对这些信 号同时进行分析，并转换成可以经处理作为传统的可调升压转换器控 制单元输入信号的信号。一方面，在上述在开关电源的直流输出电压 和输送的交流主干线电压峰值之间的相对大的差值的约束条件下，这 一方案能够用成本节约的元件实现开关电源，并且同时也能用简单的 方式构建稳定的用于升压转换器的相应的可调电路。

根据本发明所述方案的其他优点可以从以下对实施例的描述看 出。下面结合附图对本发明的实施例进行详细描述。在这些附图中：

图1是具有有源的谐波限定的开关电源的具体结构，以及该开关 电源的控制单元，此外还有信号评价单元。

图2是带有可调升压转换器的开关电源基本功能的时序图。

图3是上述信号评价单元的一个实施例。及

图4是用于说明开关电源和上述控制单元的信号评价单元序列的 功能的时序图。

图1分为三个模块并显示出开关电源1的具体电路，也概略地显 示了控制单元2和信号评价单元3。开关电源1的输入端连接到交流主 干线电压U，其相和中性线分别由L和N指定。充电电感L1与交流主 干线电压U的相L连接，除主线圈L1p外，充电电感还有副线圈L1s。 副线圈L1s的端子连接到信号评价单元3的信号输入Inp1和Inp2。 与开关电源1的瞬时操作状态有关的信息项经过所述信号输入供给信 号评价单元3，这在后面将参考附图3和4详细说明。

包括四个二极管D1至D4的桥式电路的整流器装置通过桥输入端 连接到充电电容L1的主线圈L1p的第二端子。该整流器装置的第二桥 输入端连接到交流主干线电压U的中性线N。因此，在整流器装置D1 至D4的两个输出侧端子上得到整流后的脉动的交流电压Ug，整流器装 置D1至D4的处于低电势的输出侧端子的电势形成了开关电源1的参 考电势。与整流器装置D1至D4的这些输出侧端子相连接的是由两个 分开的正向偏压充电二极管D5和D6及两个存储电容器C1和C2形成 的充电存储装置。这里，在彼此串联的存储电容器C1和C2之间的连 接点与连接到交流主干线电压U中性线N的整流器装置D1至D4的桥 端子连接。第一充电二极管D5和第一存储电容器C1之间的连接点以 及第二存储电容器C2和第二充电二极管D6之间的连接点形成了开关 电源1的输出端。在这些输出端得到了与整流后的交流主干线电压Ug 相比被升高了的稳定的直流电压uzw。图1概略地示出了负载Ld被连 接到输出端并供以直流电压。这种类型的开关电源1可以有很多应用， 例如它可以作为运行荧光灯用的电子镇流器的直流电源。在这种典型 的应用中，必须将整流后的交流主干线电压Ug提高到稳定的直流电压 uzw的相对高的电势，在这些应用中稳定的直流电压uzw通常作为中间 电路电压。

为了能够根据到整流后的交流主干线电压Ug升高中间电路电压 uzw，开关电源1还包括开关晶体管V1，其开关路径与检测电阻Rsh 串联，连接到整流器装置D1至D4的输出侧端子，与充电存储装置D5, C1,C2,D6并联。有了开关晶体管V1，在升压过程期间，能够桥接整 流后的交流电压Ug瞬时值和中间电路电压uzw之间的电压差值。具体 地说，如果开关晶体管V1被激活(开关操作“闭合”)，就产生包括充 电存储装置D5,C1,C2,D6的并联电路。这样做的结果是主线圈L1p 中的电流il1线性增长。当达到想要的端值时，开关晶体管被去激活 (开关操作“打开”)。结果，假设中间电路电压uzw高于主干线电压U， 在主周期的正半周或负半周，充电电感L1主线圈L1p中的电流il1分 别向存储电容器C1或C2放电。充电电感主线圈L1p中的电流il1一 但变为零，放电过程就结束。此刻开关晶体管V1被再次激活，再重新 进行上述过程。整流后的交流电压Ug的瞬时值用作启动放电过程的理 想值。从而保证得到主干线电流实质上为正弦线形，即获得有源谐波 限定。

所述电路原理用于所有已知的升压转换器并通过控制单元2实现。 这样，为了使开关晶体管V1相应地影响控制过程，控制单元2需要与 开关电源1的瞬时状态有关的特定的信息项。就配有升压转换器的传 统开关电源来说，上述整流后的交流电压Ug的瞬时值最初最好通过在 整流器装置D1至D4输出侧端子的电阻分压器来测量。而且，为了将 其与整流后的交流电压Ug的瞬时值相比，必须测出充电电感中电流的 瞬时值。这种比较通常是通过比较器来完成的，充电电感L1主线圈L1p 中的电流il1的实际值一但超过由整流后的交流电压Ug所预先设定的 理想值，比较器就打开。而且，为了转换开关晶体管V1，有必要检测 电流il1的过零值。

以上描述的开关电源1的升压转换器的开关过程大体上以图2中 图表的方式示出。在这个图表中，脉动的整流后的交流电压Ug的线形 针对时间轴t示出。同时，对于半个周期来说，概略地示出了充电电 感L1主线圈L1p中电流il1的锯齿状线形，还有开关电源1的稳定后 的输出电压，指定中间电路电压uzw在整流后的交流电压Ug的峰值之 上。由于本领域的技术人员十分了解配有可调升压转换器的开关电源 的功能，所以当合并起来时，这些解释在目前的连接中也应当是非常 充分的。

然而，就配有可调升压转换器的传统开关电源来说，到以上所描 述的程度上，所有关于开关电源1瞬时状态的信息项，通常相对于在 整流器装置D1至D4低电势输出侧端子的参考电势取出。就以上参照 图1所描述的开关电源1的结构来说，这不容易实现，这还因为由于 尺寸原因连接到整流器装置D1至D4上游的充电电感L1被直接连到交 流主干线电压U上。因此，设置信号评价单元3，连接到副线圈L1s的 信号输入端Inp1和Inp2以浮动的方式向其提供与开关电源1中瞬时 信号状态有关的信息项。在信号评价单元3中，对送来的信息进行分 析、调节，形成用于控制单元2的控制信号，控制单元2以已知方式 构成。

图3所示为信号评价单元3的结构实施例。下面参照图3解释本 例中理想信号评价产生的方法。

作为输入电路，信号评价单元3还有整流器装置，它连接到输入 侧的两个信号输入端Inp1和Inp2并由在输出侧与旁路电阻R1并联的 二极管D10至D13的桥式电路形成。为了定义参考-地电势，这个再整 流器装置D10至D13的低电势的桥端子经接地端gnd连接到开关电源 1的参考电势。穿过充电电感L1主线圈L1p的交流电压通过副线圈L1s 变压，通过再整流器装置D10至D13的整流，进一步被处理为与电感 电压成正比的电压信号p_1。

此外，将与开关电源1的开关晶体管V1的瞬时功能有关的信息项 提供给信号评价单元3是必要的。该信息在控制单元2和开关晶体管V1 的控制输入端之间的相应控制线上被拾取，并被输入到信号评价单元3 作为开关控制信号Sw(in)。信号评价单元3分别设有第一和第二单稳 态多谐振荡器M1和M2，该信号直接以及经过第一转换器INV1转换后 分别输入第一和第二单稳态多谐振荡器中。后者的输出信号，即转换 后的开关控制信号在此例中由p_2指定。两个单稳态多谐振荡器M1和 M2的输出信号p_3和p_4在各自情况下分别通过多谐振荡器时间常数 的延迟，分别将与开关晶体管V1的瞬时开关状态有关的信息项设为“闭 合”和“打开”。在各自的情况下，这两个输出信号p_3和p_4作为启 动信号分别送给两个采样/保持电路S&H1和S&H2。这两个采样/保持 电路也参照参考电势。此外，与电感电压成正比的电压信号p_1在每 种情况下被送入它们的信号输入端。因此第一采样/保持电路S&H1在 开关晶体管V1被激活(开关动作“闭的”)的时刻存储该比例电压信 号p_1的值。在这种状态下，在主线圈L1p两端的整个瞬时的交流主 干线电压U降落，结果电压信号p_1与交流主干线电压U的瞬时值成 正比。第一采样/保持电路S&H1将该信号以模拟形式储存并将其作为 输出信号在其输出端输出。

随后，开关晶体管V1一但被去激活，中间电路电压uzw瞬时值和 主干线电压U瞬时值之间相应的差值电压在充电电感L1的主线圈L1p 两端呈现。这个差值电压经过副线圈L1s变压，通过再整流器装置D10 至D13整流，由第二采样/保持电路S&H2作为模拟值存储起来。由于 第二单稳态多谐振荡器M2的时间常数，所以相对于开关晶体管V1的 实际开关断开过程存在一个事先设定的延迟。

两个采样/保持电路S&H1和S&H2的两个输出信号Uli和P_5分别 作为输入信号送入模拟加法器ADD1。该模拟加法器提供和中间电路电 压uzw的瞬时值有关的信息项。包含该信息项的信号，即与中间电路uzw 成正比的信号由Ust指定。在交流主干线电压U的过零期间，在模拟 加法器ADD1输出端和中间电路电压有关的信息可以瞬时地即刻失效。 因此，在模拟加法器ADD1输出端设置积分元件INT，对其输出信号起 平滑作用。积分元件INT的输出信号Ust(out)被送入控制单元2。

所述过程随着开关晶体管V1开关过程的周期变化重复进行，每一 次都对存储在采样/保持电路S&H1和S&H2中的模拟值进行更新。

此外，为了确认放电过程的结束然后再次激活开关晶体管V1，有 必要检测主线圈L1p中电流il1的过零。因此，在信号评价单元3中 设置比较器COM1。预先设定的第二采样/保持电路S&H2的输出信号p_5 的部分电压经连接到第二采样/保持电路S&H2输出的分压器R2,R3送 入所述比较器，该部分电压用另一电压信号p_7表示。此外，再整流 装置D10至D13的输出端的电压信号p_1送入该比较器COM1的转换输 入端。在电流il1过零的过程中，电压信号p_1的幅值突然趋向于零， 结果比较器COM1则输出具有相应电势的输出信号p_8。

然而，只有当第二采样/保持电路S&H2中采样过程确实中止时才 应该是这种情况。因此，送入采样/保持电路S&H2的启动信号p_4在 作为时钟信号p_6送入D型触发器D1的时钟输入之前，通过第二转换 器N2被转换。数据输入和D型触发器D1的置位输入被共同硬连接为 逻辑高电平(“log1”)。由于在第二转换器N2和D型触发器中的传播时 间，仅当第二采样/保持电路S&H2已经确实结束相应的采样过程时， 后者才输出高电平输出信号p_10。D型触发器D1的输出信号p_10作 为启动信号送入比较器COM1。结果，仅当先前采样/保持电路S&H2中 相应的采样过程结束时，后者才被激活。随着正比于电感电压的电压 信号p_1的电压下降，比较器COM1产生输出信号p_8，激活第三单稳 态多谐振荡器M3。后者的输出信号p_9经第三转换器N3转换，并作为 过零信号输出到控制单元2。同时，该过零信号送入D型触发器D1的 复位输入，结果触发器被复位至其初始状态，同时抑制比较器COM1。

图4所示为在以上对信号评价单元3的描述中所解释的信号线形， 时序图覆盖交流主干线电压U0到π/2的周期范围。本例中，送入信号 评价单元3的开关控制信号Sw(in)的线形图以行a)中双极性脉冲序列 的形式示出。图4中行b)概略地示出了充电电感L1副线圈L1s两端的 电压线形。相应地，图4中行c)表示电压信号p_1的电压线形图，该 电压信号正比于电感电压并通过再整流器装置D10至D13整流。

如果在时刻t1用开关控制信号Sw(in)的正边沿激活功率晶体管 V1，则变压后的整个电感电压的瞬时值在充电电感L1的副线圈L1s两 端表现出来，该值经输入Inp1和Inp2输入信号评价单元3，并由图4 中行b)概略地示出。由于在其线形图剩余部分中可以从该脉冲序列收 集，该值随开关晶体管V1的每一开关周期首次产生。当然，这同样也 相应地适用于由其导出并在此例中正比于电感电压的整流后的电压信 号p_1，电压信号p_1由图4中行c)示出。

在时刻t1出现开关控制信号Sw(in)的正边沿时，信号评价单元3 的第一单稳态多谐振荡器M1被置位，经预先设定的延迟产生第一单稳 态多谐振荡器的输出信号的第一个启动脉冲，如图4中行c)所示。用 这个脉冲，启动第一采样/保持电路S&H1采样正比于电感电压的电压 信号p_1，最后将其作为比例电压信号Uli输出到控制单元2。

在由控制单元2中实现的调节电路决定接下来的时刻t2，开关晶 体管V1被去激活，这样，充电电感L1到存储电容器装置C1,C2的放 电过程被启动。在这一时刻，为了用输出信号p_4启动第二采样/保持 电路S&H2，第二单稳态多谐振荡器M2被置位。这些用于第二采样/保 持电路S&H2的启动信号的脉冲序列如图4中行e)所示。在时刻t2经 延迟后，启动脉冲启动第二采样/保持电路S&H2采样电压信号p_1的 瞬时值并将其存储起来，如图4中行g)所示的作为第二采样/保持电路 S&H2的输出信号p_5的形式。

正如在对信号评价单元3的描述中所详细解释的那样，为了产生 正比于中间电路电压uzw且其线形图如图4中行1)所示的信号Ust， 将两个采样/保持电路S&H1和S&H2的输出信号通过加法器ADD1的方 式以模拟形式相加。对于该信号来说，为了图示出在描述图3期间提 到的采样间隔，图4中行1)直接示出了在加法器ADD1输出端的信号线 形图，从而显示出为什么实际上在随后的积分元件INT中对加法器ADD1 的输出信号起了平滑作用。

图4中行h)至k)所示的剖面图示出了如何检测充电电感L1主线 圈L1p中电流il1的过零值的控制关系，特别是在比较器COM1和D 型触发器D1的帮助下。在时刻t2的开关控制信号Sw(in)的下降沿， 用第二转换器N2的输出信号p_2产生用于D型触发器D1的时钟脉冲。 先前受抑制的比较器被启COM1动，来评价在时刻t3出现的在正比于 电感电压的电压信号p_1中的大的降落，如图4中行c)所示。所述比 较器用其相应的输出信号p_8将第三单稳态多谐振荡器置位。如图4 中行i)所示，该多谐振荡器输出转换后形式的输出脉冲，形成如图4 中行j)所示的相应的过零信号Io。由于D型触发器D1也用这个脉冲 复位，产生了图4行k)所示的比较器COM1启动信号p_10的信号线形 图。

然后，按照开关晶体管V1的开关周期重复上述过程，因此，产生 作为整流后的交流主干线电压Ug瞬时值函数的图4所示的信号线形 图，该瞬时值出现在事件的另外过程中。