一种断续模式串联谐振变换器的控制电路的制作方法

1.本实用新型涉及串联谐振变换器的控制领域，特别涉及一种输出驱动信号可以完全关闭的断续模式串联谐振变换器的控制电路。

背景技术：

2.工作在电流连续模式下的各种谐振变换器，如串联谐振变换器src(如lc)、并联谐振变换器prc(如lc)和串并联谐振变换器sprc(如llc或lcc)等，均存在硬开关的过程，在大功率的应用时有开关损耗较大的缺点；而工作在电流断续模式下的lc串联谐振变换器，其开关开通、关断均处于零电流状态，因此发热低、干扰小，非常适合大功率的应用场合。另外lc串联谐振变换器输出本身具有恒流输出特性，特别适合容性负载使用(如作为高压电容充电电源)，且其具有不惧怕负载短路的优点，因此电流断续模式下的lc串联谐振变换器有着广泛的应用。
3.对于电流断续模式下的lc串联谐振变换器，适合采用导通时间固定的脉冲频率调制(pfm)控制方式对其开关驱动频率进行调节，在开关驱动频率降低时，变换器的输出功率会对应降低，从而实现对变换器输出功率的调整。对应的控制电路要求具有以下功能：
4.a)开关驱动频率可控制；
5.b)可限制频率上限，防止谐振进入连续模式；
6.c)频率下限可设置到很低的频率，以增加输出的调节范围。
7.通常采用专业的谐振变换器控制芯片实现满足上述要求的脉冲频率调制 (pfm)控制电路，将变换器输出电压取样与给定的基准接到pid补偿电路，pid 补偿电路的输出接到脉冲频率调制(pfm)控制电路，即可控制变换器开关的驱动频率，实现电压闭环，从而得到输出可调节的直流或交流稳压变换器。
8.但在实际应用中，直流或交流稳压变换器可能需要工作在空载状态，此状态下，当输出电压升高，使电压取样值达到设定基准后，pid补偿电路输出会降低至最低，对应开关驱动频率也下降到最低，但是驱动并未完全关闭，因此变换器内仍然有工作在最低开关频率下的谐振电流，这会使输出电压继续升高而不受基准控制。
9.为适应上述空载状态下工作的需求，通常采用的方法为：在变换器内输出位置并联一定的死负载，将变换器工作在最低开关频率下的谐振电流所产生的功率消耗掉，从而使输出电压可以受控。
10.并联一定的死负载会存在如下缺陷：
11.a)死负载增加了固定损耗，使变换器整机效率降低；
12.b)死负载功耗大，需要一定的散热器辅助降温，占用变换器内部空间，降低了变换器的功率密度；
13.c)空载状态下变换器输出电压调节范围有限，不能下调至零输出。
14.因此，采用并联死负载的方式虽然一定程度上满足了空载工作的需求但是却带来了新的问题，这种方案仍不能很好解决因无法完全关闭驱动带来的空载工作的问题。

技术实现要素：

15.本实用新型的目的在于克服现有技术的不足，提供一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，该电路在带负载下可以提供可靠的调节驱动信号且在空载情况下可以完全关闭驱动信号。
16.为了实现上述目的，本实用新型采用的技术方案为：一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，包括：pid补偿电路、脉冲频率调制控制电路、脉冲前沿延时电路，所述pid补偿电路的输入端分别输入电压基准和采集的谐振变换器的输出电压，其输出端连接至脉冲频率调制控制电路；所述脉冲频率调制控制电路的输出端连接脉冲前沿延时电路a、b，所述脉冲前沿延时电路将脉冲频率调制控制电路输出的pfm驱动信号进行前沿延时后形成用于驱动谐振变换器的驱动信号。
17.所述脉冲前沿延时电路a包括与门d2、电阻r12和电容c8；脉冲频率调制控制电路的输出端连接至与门d2的其中一个输入端，另一个输入端分别经过电阻r12接脉冲频率调制电路的输出端、经电容c8接地；与门d2的输出端输出用于控制谐振变换器的驱动信号。
18.所述脉冲频率调制控制电路具有两个输出端，每个输出端对应连接一个脉冲前沿延时电路形成两路用于控制谐振变换器的驱动信号。
19.所述pid补偿电路包括运放n1以及电阻r1、r2、r3以及电容c1、c2；电压基准经电阻r1输入到运放n1的同相输入端；采样谐振变换器的输出得到的电压取样经电阻r2连接至运放n1的反相输入端；运放n1的反相输入端经电容 c1连接至运放n1的输出端；电阻r3与电容c2串联后再并联在电容c1两端；运放n1的输出端输出用于调节脉冲频率调制控制电路输出的调节信号vm。
20.所述脉冲频率调制控制电路采用ucx86x系列控制芯片及其外围电路实现。
21.所述脉冲频率调制控制电路包括控制芯片n2，控制芯片n2的2号引脚、10 号引脚均连接至pid补偿电路的输出端；控制芯片n2的15号引脚经电阻r4接地、16号引脚经电容c3接地；控制芯片n2的8号引脚经电容c4接地、6号引脚经电阻r7接地、7号引脚经电阻r6接地；控制芯片n2的5号引脚接地；控制芯片的1号引脚经电阻r10连接9号引脚；控制芯片的9号引脚经电容c6接地；控制芯片的11号引脚、14号引脚为脉冲频率调制控制电路的两个输出端，其分别经过电阻r8、r9输出pfm驱动信号。
22.本实用新型的优点在于：使谐振变换器控制芯片的驱动信号能够完全关闭，从而适应空载应用，电路简单可靠，成本低；克服了现有的断续模式串联谐振变换器为适应空载状态下工作，所采用的输出并联死负载的方法带来的整机效率和功率密度降低的缺点和空载状态下输出电压调节范围有限的缺点；在空载状态下输出电压调节范围可从零到额定电压，满足更多应用场合；因为减小了整机发热且电路简单，降低了故障率，同时提高了整体可靠性；采用本发明电路产生的驱动脉冲最大、最小频率、脉冲宽度、以及其中的脉冲前沿延时时间等均可以调节，能适用于各种不同参数的串联谐振变换器。
附图说明
23.下面对本发明说明书各幅附图表达的内容及图中的标记作简要说明：
24.图1为本实用新型的控制电路原理图；
25.图2为本实用新型电路各输出阶段的波形示意图。
具体实施方式
26.下面对照附图，通过对最优实施例的描述，对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
27.本技术提供一种用于电流断续模式下lc串联谐振变换器的控制电路，使其能够在空载状态下工作，同时不额外增加损耗，不降低变换器现有的功率密度，且在空载状态下输出电压调节范围可从零调至额定电压。克服现有的断续模式串联谐振变换器为适应空载状态下工作，所采用的输出并联死负载的方法带来的整机效率和变换器功率密度降低的问题和空载状态下输出电压调节范围有限的问题。在变换器空载或者电压基准设置为0v的情况下，输出电压升高到设定基准对应值后，将开关驱动信号完全关闭，变换器中没有任何谐振电流产生，变换器输出电压可完全受控，从而能适应空载状态下工作情况；同时采用本发明控制电路，不会额外增加损耗，不用降低变换器现有的功率密度，且在空载状态下输出电压调节范围可从额定电压完全下调至零。
28.如图1所示，为本技术的具体电路原理图，适用于电流断续模式下的串联谐振变换器的控制电路，包括：pid补偿电路、脉冲频率调制控制电路、脉冲前沿延时电路a、b，pid补偿电路的输入端分别输入电压基准和采集的谐振变换器的输出电压，其输出端连接至脉冲频率调制控制电路；脉冲频率调制控制电路的输出端连接脉冲前沿延时电路，脉冲前沿延时电路将脉冲频率调制控制电路输出的pfm驱动信号进行前沿延时后形成用于驱动谐振变换器的驱动信号，通过脉冲前沿延时电路的调节使得在空载时输出的驱动信号为0，也就是在空载时关闭用于驱动谐振变换器的信号。
29.其中：pid补偿电路包括运放n1以及电阻r1、r2、r3以及电容c1、c2；电压基准经电阻r1输入到运放n1的同相输入端；采样谐振变换器的输出得到的电压取样经电阻r2连接至运放n1的反相输入端；运放n1的反相输入端经电容c1连接至运放n1的输出端；电阻r3与电容c2串联后再并联在电容c1两端；运放n1的输出端输出用于调节脉冲频率调制控制电路输出的调节信号vm。
30.脉冲频率调制控制电路采用ucx86x系列控制芯片及其外围电路实现，本技术以ucx865为例进行说明：
31.如图1所示，脉冲频率调制控制电路包括控制芯片n2，控制芯片n2的2号引脚、10号引脚均连接至pid补偿电路的输出端；控制芯片n2的15号引脚经电阻r4接地、16号引脚经电容c3接地；控制芯片n2的8号引脚经电容c4接地、6号引脚经电阻r7接地、7号引脚经电阻r6接地；控制芯片n2的5号引脚接地；控制芯片的1号引脚经电阻r10连接9号引脚；控制芯片的9号引脚经电容c6接地；控制芯片的11号引脚、14号引脚为脉冲频率调制控制电路的两个输出端，其分别经过电阻r8、r9输出pfm驱动信号；n2的3号引脚直接与 4号引脚连接；13号引脚经电阻r5接电源vcc；12号引脚接地并通过电容c5 连接至13号引脚，从而形成用于输出pfm驱动信号的电路。驱动信号从14、11 号引脚引出，经电阻r8形成驱动信号b_out、经电阻r9形成a_out驱动信号， b_out、a_out两路信号分别经过一个脉冲前沿延时电路输出两个驱动信号b、驱动信号a，用于驱动谐振变换器。
32.脉冲前沿延时电路为两个，电路均相同，本技术以其中一个为例介绍其电路：脉冲前沿延时电路a包括与门d2、电阻r12和电容c8；脉冲频率调制控制电路的输出端连接至与门d2的其中一个输入端，另一个输入端分别经过电阻r12 接脉冲频率调制电路的输出端、
经电容c8接地；与门d2的输出端输出用于控制谐振变换器的驱动信号。
33.本技术的电路工作原理介绍如下：
34.本方案的关键点在于：使谐振变换器控制芯片的驱动信号能够完全关闭，从而适应空载应用。利用ucx86x系列准谐振变换器控制芯片的过零检测引脚，在pid补偿电路的输出电压小于0.5v时，使驱动宽度变窄；利用前沿延时电路将上述较窄的驱动舍去，从而实现驱动的完全关闭。
35.电路主要由pid补偿电路、脉冲频率调制(pfm)控制电路、脉冲前沿延时电路a、b组成，如图1所示，具体为：
36.a)所述pid补偿电路由电阻r1、r2、r3、电容c1、c2和运算放大器n1组成，其中电压取样信号经电阻r2接到运放n1的反相输入端；电压基准信号经电阻r1接到运放n1的同相输入端；c2、r3串联后和c1并联，运算放大器的输出经c1、c2、r3组成的反馈回路接回到反相输入端；整个连接构成pid补偿电路，用于将变换器输出电压取样与可调节的电压基准进行pid调节，由n1输出相应的调节信号vm；
37.b)所述脉冲频率调制(pfm)控制电路由电阻r4、r5、r6、r7、r8、r9、r10、电容c3、c4、c5、c6和n2：ucx86x系列准谐振变换器控制芯片组成，其中vm接入n2:2芯片内误差放大器同相输入端，n2:3和n2:4短接使芯片内误差放大器形成跟随器，从而实现频率调节控制信号直接输入； vm同时接入n2:10过零检测端；供电电压vcc经r5接入n2:13电源引脚，c5并联到n2:13和n2:12电源地引脚作为滤波电容；n2:16经c3接地形成软启动；n2:15经r4接地用于屏蔽故障；n2:8经c4接地，n2:7 经r6接地用于决定最小工作频率，n2:6经r7接地用于决定工作频率范围；n2:9分别通过电阻r10接n2:1芯片内基准电平、通过c6接地，用于决定输出脉冲最大宽度t
max
＝τ；n2:11和n2:14分别经r9和r8输出脉冲信号a_out和b_out；整个连接构成脉冲频率调制(pfm)控制电路，输出pfm驱动信号a_out和b_out，其频率受vm控制：vm为最大值时， a_out和b_out输出最高频率；vm≤0.7v时，a_out和b_out输出最小频率。
38.c)n2:10为谐振变换器控制芯片的过零检测端，n2:10输入电压高于0.5v 时，pfm驱动信号为最大宽度t
max
＝τ；输入电压低于0.5v时，pfm驱动信号为最小宽度t
min
＝0.3τ；将vm接到n2:10，利用ucx86x的过零检测功能，在变换器空载或者将电压基准设置为0v的情况下，pid补偿电路输出vm＜0.5v，对应pfm驱动信号a_out和b_out输出最小频率，同时宽度变为正常工作时宽度的30％，即t
min
＝0.3τ；
39.d)所述脉冲前沿延时电路a由电阻r12、电容c8和与门d2组成、脉冲前沿延时电路b由电阻r11、电容c7和与门d1组成；两路延时电路相同，下面以a路为例做说明。
40.pfm驱动信号a_out直接接到d2的一个输入引脚；同时a_out经过r12 接d2的另一个输入引脚，该引脚通过c8接地；r12和c8构成的滤波电路使a_out脉冲前后沿变缓形成信号a_delay，因为与门存在输入阈值v
ih
和 v
il
，a_delay电平上升至v
ih
以上时才被识别为高电平，下降至v
il
以下时才被识别为低电平，等效为与门输入处的信号相对a_out整体由一定延时，调节r12和c8参数，可调节延时时间；因此上述电路等效于将a_out整体延时后的信号与原a_out信号相与，与门输出的驱动信号a相对原a_out信号前沿延时、同时后沿保持不变；
41.调整上述r12和c8参数，在正常工作时，使驱动信号a相对a_out信号的前沿延时时间t
delay
＞0.3τ,后沿不变，则：
42.(1)正常工作时驱动信号a脉冲宽度为：
43.t
driver
＝t
max
－t
delay
＝τ－t
delay
＜0.7τ；
44.(2)在变换器空载或者将电压基准设置为0v的情况下，输出电压升高到设定基准对应值后，pid补偿电路输出vm＜0.5v，pfm驱动信号a_out输出最小频率，且宽度为t
min
＝0.3τ，此时驱动信号a脉冲宽度为：
45.t
driver_min
＝t
min
－t
delay
＝0.3τ－t
delay
＜0
46.即此时pfm驱动信号可被完全关闭，相关的波形示意如图2所示。
47.脉冲前沿延时电路b同上，不再重复描述。
48.将上述pid补偿电路、脉冲频率调制(pfm)控制电路、脉冲前沿延时电路a、b按顺序连接，构成的控制电路用于电流断续模式下lc串联谐振变换器，变换器在空载或者将电压基准设置为0v的情况下，输出电压升高到设定基准对应值后，控制电路输出的pfm驱动信号可被完全关闭，变换器中没有任何谐振电流产生，因此变换器输出电压可完全受控，电压调节范围也可从额定电压下调至零。相较通常的增加死负载的方法，不会额外增加损耗，不用降低现有电源的功率密度，且将空载状态下输出电压调节范围扩展到最大。
49.本方案的一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，由于采用上述电路结构，该电路具有以下有益效果：
50.a)克服了现有的断续模式串联谐振变换器为适应空载状态下工作，所采用的输出并联死负载的方法带来的整机效率和功率密度降低的缺点和空载状态下输出电压调节范围有限的缺点；
51.b)在空载状态下输出电压调节范围可从零到额定电压，满足更多应用场合；
52.c)使用简单的电路即可实现，降低了成本；
53.d)因为减小了整机发热且电路简单，降低了故障率，同时提高了整体可靠性；
54.e)采用本发明电路产生的驱动脉冲最大、最小频率、脉冲宽度、以及其中的脉冲前沿延时时间等均可以调节，能适用于各种不同参数的串联谐振变换器。
55.显然本发明具体实现并不受上述方式的限制，只要采用了本发明的方法构思和技术方案进行的各种非实质性的改进，均在本发明的保护范围之内。

技术特征：

1.一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，其特征在于，包括：pid补偿电路、脉冲频率调制控制电路、脉冲前沿延时电路，所述pid补偿电路的输入端分别输入电压基准和采集的谐振变换器的输出电压，其输出端连接至脉冲频率调制控制电路；所述脉冲频率调制控制电路的输出端连接脉冲前沿延时电路，所述脉冲前沿延时电路将脉冲频率调制控制电路输出的pfm驱动信号进行前沿延时后形成用于驱动谐振变换器的驱动信号。2.如权利要求1所述的一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，其特征在于，所述脉冲前沿延时电路包括与门d2、电阻r12和电容c8；脉冲频率调制控制电路的输出端连接至与门d2的其中一个输入端，另一个输入端分别经过电阻r12接脉冲频率调制电路的输出端、经电容c8接地；与门d2的输出端输出用于控制谐振变换器的驱动信号。3.如权利要求1或2所述的一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，其特征在于，所述脉冲频率调制控制电路具有两个输出端，每个输出端对应连接一个脉冲前沿延时电路形成两路用于控制谐振变换器的驱动信号。4.如权利要求1或2所述的一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，其特征在于，所述pid补偿电路包括运放n1以及电阻r1、r2、r3以及电容c1、c2；电压基准经电阻r1输入到运放n1的同相输入端；采样谐振变换器的输出得到的电压取样经电阻r2连接至运放n1的反相输入端；运放n1的反相输入端经电容c1连接至运放n1的输出端；电阻r3与电容c2串联后再并联在电容c1两端；运放n1的输出端输出用于调节脉冲频率调制控制电路输出的调节信号vm。5.如权利要求1或2所述的一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，其特征在于，所述脉冲频率调制控制电路采用ucx86x系列控制芯片及其外围电路实现。6.如权利要求5所述的一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，其特征在于，所述脉冲频率调制控制电路包括控制芯片n2，控制芯片n2的2号引脚、10号引脚均连接至pid补偿电路的输出端；控制芯片n2的15号引脚经电阻r4接地、16号引脚经电容c3接地；控制芯片n2的8号引脚经电容c4接地、6号引脚经电阻r7接地、7号引脚经电阻r6接地；控制芯片n2的5号引脚接地；控制芯片的1号引脚经电阻r10连接9号引脚；控制芯片的9号引脚经电容c6接地；控制芯片的11号引脚、14号引脚为脉冲频率调制控制电路的两个输出端，其分别经过电阻r8、r9输出pfm驱动信号。

技术总结

本实用新型公开了一种断续模式串联谐振变换器的控制电路，包括：PID补偿电路、脉冲频率调制控制电路、脉冲前沿延时电路，所述PID补偿电路的输入端分别输入电压基准和采集的谐振变换器的输出电压，其输出端连接至脉冲频率调制控制电路；所述脉冲频率调制控制电路的输出端连接脉冲前沿延时电路，所述脉冲前沿延时电路将脉冲频率调制控制电路输出的PFM驱动信号进行前沿延时后形成用于驱动谐振变换器的驱动信号。本实用新型的优点在于：使谐振变换器控制芯片的驱动信号能够完全关闭，从而适应空载应用，电路简单可靠，成本低。成本低。成本低。

技术研发人员：

刘新明 朱作敏 陈敬威 冯子春

受保护的技术使用者：

芜湖麦可威电磁科技有限公司

技术研发日：

2022.08.29

技术公布日：

2022/12/9