设计人员所感兴趣的噪声测量有两种基本形式，即在激励器或者功率振荡器上进行原始噪声的测量和在放大器、乘法器、转动铰链等处进行的附加噪声或过量噪声的测量。
虽然微波腔（如Marsh-Wiltshire电桥所用的那样）曾经得到广泛应用，但商用仪表通常不采用它们［14］。它们是在检相器内通过被测试微波源与外加的一个完全相同的复制源或自带的内部源进行比较来完成上述任务的。使用复制源时，必须保证相比较的两个微波源至少有一个（不需全部）在每个频偏下比仪表指示的相位噪声至少低3dB。如果使用3个基本的复制源，则在所有需要的频偏上测量每一对相比较的微波源产生的相位噪声，且测量其中一个就可以推导其余3套测试设备的性能。它根据3个未知数导出3个方程，其中各个微波源的相位噪声可看做是频率的函数。使用内部源时，要受内部源相位噪声特征的很大限制。一般来说，假定两个微波源的AM噪声低于调相噪声，这样由于检相器的底部噪声比内部或外加的基准源要低，因此限制是很大的。所以首先要通过仪表中简单的幅度检测器去测量任一未知的微波源的AM噪声。 这种仪表可以产生一个伺服电压，该电压可保证两个微波源在同一频率上工作且在相位上相
互正交。如果两个微波源都不能调节电压，则选定其中一个工作在与另外一个微波源不同的中频频率上，同时将中频振荡器锁定在不同频率上。这一技术首先应用在军事上，用于测量战场雷达的噪声［15］［16］。该仪表通过低频合成技术产生宽范围的内部频率，使用阶跃恢复二极管乘法器的谐波，最高频率可达到18GHz。
来自检相器的信号被滤除微波频率后，再经低噪声基带放大器放大，最终的相位噪声可以通过包括频谱分析仪和模拟波形分析仪等不同的方法来测量。在所有的方法中，快速傅里叶变换是最精确、最快速的低频噪声测量方法，但它在测量远离的相位噪声时却很费时间。
通过计算机对测试设备的所有部件进行控制，实现任意测量、随意调整滤波器形状及打印出测量的波形，还可以随时消除在测试过程中来自计算或数据的毛刺（寄生频率）。它的价值很大，不能用金钱来衡量。人们对任何实验技术的理解能力和技术固有的可靠性与其复杂度成反比。例如，给定足够的设备，每一个都产生一个内部冗余信号，则几乎在任意灵敏的测试中总有一个会产生毛刺。如果这种信号最终要送入静噪发射机中去，则这种毛刺会产生灾难性的后果。当在一个很好的屏蔽室放少量的仪器时，则要考虑的因素就少得多了。
一般来说，现代商用仪器对低功率微波源进行的常规测量比早期空腔电桥强得多，如果两个微波源没能有效地锁定在一起，则伺服电压在有效的频偏上使其能保持同步，这些设备可测量载频附近的相位噪声。根据伺服电压的特征，可以通过调节数据来反映实际相位噪声，在频偏很小时，这一技术受限于伺服系统允许的小相位偏移所产生的热噪声。即使在这一限制下，也比小频偏情况下灵敏度迅速下降的空腔电桥要好。如果没有商用相位电桥仪表，则要开发在相似频率下使相位噪声低很多的晶体微波源是很困难的（晶体微波源是检测杂波中目标的远程机载雷达的关键器件）。商用仪器在频偏较大的情况下都能测量相位噪声，它们似乎只有两个明显的限制。空腔电桥在现代微波源发展中应用很广，特别是在运用于那些难以制造成对的微波源或价格较高的情况下。在大功率发射机，如“隼”式导弹照射器的测量中，它们的优点也很明显。通过比较20世纪60年代早期测得的如图14
.8所示中的曲线I和曲线P（这是典型的商用仪器测量曲线）即可得出这一结论。
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可以代替空腔和微波源的比较技术是用一个延迟线来为相位噪声测量提供一个原始的基准。在附录中的参考资料16中提到过一种消除本振噪声的方法。然而，在利用延迟线进行任意相位的测量时，其准确性与延迟线长短成正比。而长延迟线很难对信号进行足够放大
以得到满意的测量结果。顺便提一下，正如前面所提到的，虽然很多测试技术可以改进，以便为微波源的稳定提供一个有效的方法，但延迟线却是个例外。如果要在大频偏下测量相位噪声，就要受奈奎斯特限制。因为对任意固定的延迟线长度，它们都有一个相应的频偏，在这个频偏下使得伺服器的增益为零或使整个系统不稳定。
除乘法器和除法器外，功率放大器等组件进行附加或过量相位噪声测量比对微波源的类似测量要容易得多，它只要求有合适的无噪微波源、移相器、检相器、合适的波形分析仪和校准方法就可以了。如前所述，商用仪表提供了所有这些甚至更多的测量条件。因为加上足够的同轴线或微波延迟线使到达检相器的两条路径很容易平衡，所以微波源的相位噪声对于测量就不显得那么重要了。图14.2显示了这种平衡（即相关）的好处。前已提到，必须要首先检查微波源或被测组件所引入的幅度调制，在要求很高的测量中，如图14.8所示的曲线F，最好参考本手册的1970年版及本章后面的参考资料17。要进行这种测量，必须要有一个屏蔽室。
大锅灶A.倍频到X波段的电压控制的LC振荡器；B.晶体控制振荡器，倍频到X频段的阶跃恢复二极管倍频器（D.Leeson）；P.H729B/8640B组合的X频段噪声低限（Hewlett-Packard^］）；C.倍频到X频段的晶体振荡器（ST切割）（WestinghouseCo.m）;D.X频段小型速调管CW放大器（Hughes）；E.X频段小型速调管脉冲放大器（Hughes）；F.X频段速调管CW放大器（Varian）；G.X频段速调管脉冲放大器（Varian）；H.S频段静电聚焦的速调管放大器（Litton）；I.图14.7中的曲线B（注：D〜H曲线均是附加噪声测量）
由于要求到达检相器的两个信号具有相同的频率，所以对乘法器的测量更加困难一些。也就是说，该电路必须要有两个相似的乘法器，其中一个存在的问题与微波源测量大体相似。惟一不同的是它没有锁相电路，而在微波源测量中，锁相电路是必须的。好在设计较好的乘法器一般不会给雷达产生多大的相位噪声（相乘过程中由于增加的频偏产生的噪声）
。当由军用雷达计划承包商提供由晶振加倍频链组成的100个微波源时，惟一不能符合极严格技术指标的微波源就是在主振荡器中采用了低标准晶振的微波源近。
由于测量方法的相似性，对脉冲式发射机噪声的测量将只是大略地测量。脉冲信号源的测量确实比CW信号源的测量困难得多。脉冲结构产生很强的AM,这就必然直接和间接地影响FM的测量。事实上，FM只能测量到重复频率的一半，而且只有采用直接装在Q检波器后的相当尖锐的滤波器才有可能。在偏离载频10kHz的1Hz频带内，相对于载频-100dB的测量需采用巧妙的方法。
在测量脉冲放大器所产生的附加噪声时也出现同样的问题。在HariyDiamond实验室，已经到了可以提高一些灵敏度的方法，这个方法就是增加一个尽可能与发射机相同的脉冲频谱，然后使二者相减。
单宁酶转接低电平信号的器件是一个PIN二极管调制器，但是接入该调制器要使高功率放大器所产生的脉冲波形得到准确的再现很困难。另一方面，PIN二极管调制器能在脉冲前沿产生较大的相位扰动，它在每个脉冲都重复出现，而且只在与重复频率成倍数的频率才产生频谱能量，任何情况下在那里进行测量都是不可能的。
铍青铜热处理HarryDiamond实验室［⑺和其他部门对FM和CW的几种信号源所做的典型附加噪声测量结果如图14.8所示。自1970年以来，晶振倍频链得到了相当的发展，特别是在低于5kHz以下，这可通过比较曲线B（1970）和曲线C（1988）而看出。如能在这个非常重要的领域继续研究下去，则可以得到更加理想的结果。尽管曲线大部分是在150kHz以下画出的，然而往往感兴趣的是在1/以内的FM噪声（这里，是脉冲宽度）。固态微波信号源与速调管不同，在较高频率上有FM白噪声［19］。这种噪声在脉冲多普勒雷达工作中折叠起来。在14.11节中所提到的锁定信号源的测量方法，可以很容易地被加以修改，使其用于测量总的折叠噪声，按相关效应的正确比例设计伺服系统来消除相位检波器噪声。相位检波器的输出按照雷达脉冲重复频率和占空系数进行斩波。由此产生的折叠效应可准确地反映雷达对各振荡源的要求。伺服回路采用所需要的1/f2频率响应是方便而稳定的选择。它比后面接有整形放大器的精密窄带回路要好，即使对CW测量也是如此。
14.6接收机
射频放大
尽管低噪声射频放大是吸引人的，但它在CW雷达接收机中并没有得到广泛应用。具有良
好噪声系数的晶体管放大器可用到Ku波段，但行波管的价格太贵。在许多情况下，不采用低噪声射频放大器的决定性原因是信号泄漏噪声、杂波信号和电子干扰信号会等于或超过一般的前端所产生的噪声。涂布纸
许多设备没有使用独立的接收机，所以现代接收机很少有专门设计用做CW目标照射的。在飞机前端，通常使用普通天线对机载导弹进行跟踪和监测［71］。在一些舰船武器系统中，照射天线直接指向武器控制系统跟踪雷达所提供的目标信息方向而不是用照射雷达自己跟踪目标，所以照射雷达不需要接收机。
本振信号的产生
为了达到足够的信噪比性能，一般CW雷达往往在30MHz中频进行第一次放大。为了得到所需的相参本振信号，可采用各种类型的移频技术。它们包括调制器、平衡调制器、单边带发生器（SSG）或锁相振荡器。
用单边带发生器或许是最不方便的，因为它对载频和边带的抑制能力很少优于20dB。为了进一步抑制这些信号，必须采用滤波。采用平衡调制器虽然简单得多，但其对载频的抑制
能力同单边带发生器一样。进一步抑制载频所需的滤波器一般可把不需要的边带抑制到所要求的无附加极点的电平内。简单调制器和平衡调制器几乎一样复杂，而且需要较尖锐的滤波器以便对载频做必要的进一步抑制。锁相完全不需要高频滤波，但是需要一个精心设计的伺服回路，以便把发射机的FM噪声如实地加到本振。同时它可能还需要一个搜索机构，以便开始时进行牵引。所有这些方法都需要一中频振荡器。这个振荡器所要求的稳定度不太高，因为FM只受中频频率与微波频率之比的影响。
解决中频偏移问题的另一途径是由Harris等人同和O’Hara及Moore⑻所采用的自由浮动本振。它与Marsh和Wiltshire电桥中引的本振所采用的方法相似，而且需要两套中频放大器。基本电路如图14.9所示。图中简单的表示会使人误解。本振必须由AFC来正确调定，以使信号保持在中频频带内。如上所述，系统会将多普勒频率折叠。为了避免这一点，或者必须采用正交技术，或者应把第二次移频引入基准通路中。后者是不吸引人的，因为它破坏了对称性，这种对称性是保证时间延迟的一致性以抵消本振FM噪声所必需的。甚至在最简单的形式中，对称性也是很不完善的，因为信号通路必须在宽的幅度范围内处理信号,而基准通路则传送幅度均匀的信号。
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