第55卷第5期2021年5月
电力电子技术
舵角指示器Power Electronics
Vol.55, No.5
May 2021多端口双向Buck-B oost变换器研究 马晓爽\梁晖1，丁庆2，韩世龙1
(1.北京交通大学，国家能源主动配电网技术研发中心，北京100044;
2.深圳供电局有限公司，广东深圳518000)
摘要：介绍了一种多端口双向Buck-Boost变换器，采用非隔离型高频同步脉冲控制方式，可应用于电池储能系统等多电压源应用场合，以实现主动均衡及各端口间的电流及能量控制。从两端口双向Buck-Boost电路入手分析了该拓扑的稳态工作原理，并以四端口拓扑为例，重点推导了多端口变换器中端口电流和电感电流之间的关系，得出多开关管下占空比的规律，同时提出电流控制策略，以实现多端口电流 的同时控制。针对低压大电流工况下金属氧化物半导体场效应晶体管（M0SFET)的二极管导通压降带来的损耗，设计互补脉冲驱动方案，以减小变换器的二极管损耗。最后通过仿真和实验进行了验证。
关键词：多端口变换器；互补脉冲驱动；主动均衡
中图分类号：TM46 文献标识码：A文章编号：1000-100X(2021)05-0129-07
Research on Multi-port Bidirectional Buck-Boost Converter
M A Xiao-shuang1, LIANG Hui1, DING Qing2, H A N Shi-long1
{ \ .National Active Distribution Network Technology Research Center, Beijing Jiaotong University,
Beijing100044, China)
Abstract： A multi-port bidirectional Buck-Boost converter is introduced，which adopts non-isolated high frequency synchronous pulse control mode and can be used in battery energy storage system and other multiple voltage sources applications, so as to realize active balancing and current and energy control between ports. Firstly, the steady-state w orking principles of the two-port bidirectional Buck-Boost circuit are analyzed,and the relationship between the port current and inductance curren
t in the multi-port converter is m ainly deduced,and the duty cycle rule of multi-switch tube is obtained by taking the four-port converter as an example.Then, the current control strategy is proposed to realize the simultaneous control of multi-port current.In addition,a complementary pulse drive scheme is designed to reduce the diode loss of the converter caused by the diode voltage drop of metal-oxide-semiconductor field-effect tran- sistor(MOSFET) under low-voltage and high-current condition.Finally, simulation and experimental results verity the effective of the proposed converter.
Keywords ： multi-port converter；complem entary pulse drive；active balancing
Foundation Project ： Supported by National K ey R &D Program of China (No.2018YFB0905305 )； Science and Technology Project of China Southern Power G rid Co., Ltd.(No.090000KK52190271)
l引言
双向Buck-Boost变换器具有灵活升降压及能 量双向流动的优点，随着混合储能的发展成为新 的研究热点n-21。在可再生能源领域，双向Buck-Boost 变换器连接发电单元、储能装置与负载实现 功率管理与控制，可有效解决新能源发电间歇性 和波动性的问题|31。另外，双向Buck-Boost变换器
基金项目：国家重点研发计划（2018YFB0905305)；中国南方电网有限责任公司科技项目（090000KK52190271 )
定稿日期：2020-09-16
作者简介：马晓爽（1994-)，女，硕士研究生，研究方向为电力电子变换器及其控制和储能变换器。也可应用在混合动力汽车、卫星电源等系统中。现 有文献中，对双向Buck-Boost电路的研宄集中在 双端口变换器，针对多端口的双向电路则大多为 三端口变换器，应用于混合能量转换14]。文献[5]提 出了一种集成了双有源桥的双Buck-Boost三端口 D C/D C变换器，采用移相加脉宽调制（P W M)的控 制方法，使所有功率开关管的软开关在宽工作范 围内得以实现。文献[6]提出了采用L C L C多谐振 结构的三端口双向D C/D C变换器，利用谐振腔传 递基频和三倍频能量，降低了电流应力，且具有较 高的能量传递效率。这类隔离型变换器较易实现 软开关，同时在不同电压等级的端口之间实现能 量流动，但变压器绕制复杂，变换器体积较大。对
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第55卷第5期2021年5月可控硅调压电路
电力电子技术
Power Electronics
Vol.55, No.5
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此，文献P]提出基于耦合电感的非隔离型三端口 变换器，应用于不需要电流隔离场景，具有小体 积、小重量和高效率的优点。以上变换器除端口数 量固定不宜扩展外，仅部分端口支持能量双向流 动，不适用于全部多端口均为双向端口的场合。
目前，对3个端口以上的双向变换器研宄较 少，大多集中在电池均衡领域。隔离型均衡电路利 用变压器作为能量转移载体，通过设计多绕组变 压器实现多端口同时均衡吒但其结构复杂，成本 高，损耗大。基于电感的非隔离型变换器效率高、易于扩展，具有较大的研究意义。文献[9-10]设计 了一种用于串联电池组主动均衡的非隔离多端口 拓扑，将任意电压较高的电池单体的多余能量释 放给其他电池单体。但由于使用分时控制方法，其 本质仍为二端口电路。
这里提出了一种多端口双向Buck-Boost变换 器拓扑，以双端口双向Buck-Boost电路和四端口 双向Buck-Boost电路为例，介绍多端口变换器电 流关系及工作原理，并给出电流控制策略。该变换 器通过对所有开关管的同时控制，实现多端口电 流的同步控制，具有电路拓扑简单、开关器件数量 少、
易于扩展以及电流易控等特点，可应用在多端 口能量双向流动场合，如电池均衡及超级电容均 衡电路中。
2双向Buck-Boost变换器拓扑结构
在所提出的多端口双向Buck-Boost变换器 中，各端口均可接入电压源或其他无源负载。电压 源可以是单向电压源，也可以是双向电压源，如电 池等。当端口接入双向电压源时，该端口能量可实 现双向流动；当端口接入无源负载时，该端口能量 单向流动^这里以所有端口接入电池为例，其拓扑 结构如图1所示。yv端口变换器由yv个电压源 B^B^yv个开关管乂,〜％，个反并联二极管V D r V D/y j-l个电感和一■个闻频滤波电 容C组成。
图1多端口双向Buck-Boost变换器拓扑
Fig. 1Topology of multi-port bidirectional Buck-Boost converter
根据基尔霍夫电流定律，电感电流tu(A=0,1，2,…，7V-1)与电池电流4(&1,2,3，".，~)之间 的关系表不为：
k=,B(i+l)-,B i(1)设产为电池氏的功率，户£为斤个电池总功 率，^为玖两端的电压。假设忽略电路损耗，根 据功率守恒定律可知：
户2=r B l,B l+ "B2,B2+".+ "B/V^B/V=〇(2)为便于分析计算，这里忽略电池之间的电压 差，即"B l= "B2= •••= "B/V，则：
N
X4=〇 (3)
t'=l
即当电池电压相同时，各电池电流虽可独立 给定，但仍应满足电池电流之和为零。当考虑电池 之间电压差时，则以式（2)作为约束条件。
所提多端口变换器结构简单，易于扩展。每个 端口对应一个开关器件，在各端口电流均独立控 制的电路中开关器件数量最少，所产生的导通损 耗和开关损耗小，可实现更高效率的能量转换。
该变换器基于双向Buck-Boost电路原理，采 用电感储能方式，对电压范围及端口之间电压差 无要求，因此各端口电压理论上可以是任意值，适 用于电池储能等电压变化范围较大的场合。
文献[9-10]中，虽然也采用多开关管的变换 形式，但其每次只控制一个开关管导通，关断时其 他开关管整体作为一个二极管续流，因此其本质 仍是双端口 Buck-Boost变换器，即每次只控制一个 端口电
流，而多端口的电流控制采用分时段控制 实现。这里针对图1所示的拓扑结构，提出了对多 开关管同时进行高频脉冲控制方法，根据各电流 环闭环调节输出，同时给各开关管加入不同占空 比的高频脉冲，即可同时实现对每个电感电流或 端口电流进行同步电流控制，以达到能量快速转 换的目的，适用于对电流实时控制要求较高的场 合。如果应用于电池储能均衡系统，多电池的实时 电流控制可以实现更快速、更优化的控制策略。
在电池均衡系统中，由于被均衡电池串联连 接，为实现不同电位之间的能量传递，大部分均衡 电路都需要加入隔离变压器，以实现不同电池端 口间的能量传递。其电路结构复杂，变压器体积 大，且加入变压器后，为实现双向控制，初次级都 至少需要1个至4个开关管，总开关管数量多，损 耗大。而这里采用非隔离Buck-Boost变换形式，可 在不使用变压器的前提下，实现各端口之间的任 意能量转换。
玻璃纤维膨体纱
130
多端口双向B uck-B oost 变换器研究
M (N-i).
通过式（7)可得端口电流与电感电流的直接 关系矩阵为：
l L (N -2)
电池储能系统存在初始荷电状态（SOC)不一 致情况，也可能同时存在容量不一致现象，尤其在 梯次利用电池系统中。为提高储能系统容量利用 率，应为各电池单元实时提供与容量差值成正比 的均衡电流，所提多端口变换器可同时为所有电 池提供实时可控均衡电流，既可快速均衡初始 S O C 的不一致，又可持续消除容量不一致对储能 系统性能的影响。该变换器除适用于电池储能均 衡系统外，作为一个通用多端口变换器，也可用于 其他多端口能量双向流动场合。3
工作原理分析
如图1所示的多端口变换器基本工作原理与
传统双端口 Buck-Boost变换器原理类似，这里以 双端口双向Buck-Boost变换器为基础，引出多端 口双向Buck-Boost变换器工作原理。为了便于分 析，对电路进行以下假设:①所有器件为理想器件； ②所有电感值相同且为I 。
3.1 双端口双向Buck -Boost 电路原理
双端口双向Buck-Boost变换器电路拓扑结构 如图2所示，由两个电池、两个高频开关管、一个 储能电感及一个高频滤波电容组成。传统Buck- Boost 电路图中输入输出端口分布在两侧，该电路 为传统电路的变形，工作原理完全一致。
5—1 CZ.
图2双端口 Buck-Boost 电路
Fig. 2 Dual-port Buck-Boost circuit
假设在一个周期7；内，V ,,V 2的占空比分别 为
，则：
D ,+D 2=l (4)当电路工作于稳态时，7；内L 存储的能量与 释放的能量相等，SP:
fJmDiTa =Ue 2D 2T , (5)
马达驱动
根据式(4),(5)可知:UJU ^l -D ^/D ,, -U I ^=DJ {\-D ,)
{〇)
，Z b 2= ( 1 _Dl ) i i
双向Buck-Boost电路在稳态运行时，开关管
的占空比与两个电池电压有关。当占空比一定时, 各电池电流与电感电流有唯一确定关系，通过调 节电感电流大小，可调节电池电流。当电感电流为 稳定正值时，根据式（1)，（3)可知，心为正值且/B 1 为负值,B2持续对B ，充电。图3为其主要工作波
100 ••• 00,B1—110 ••• 00,B20阀门加工
-1
1
••• 00
,B3
000 •••
• • 10,B(/V-1)0
•••
—1
1
._ ,B/V
(7)
形，其中分别为V ,,V 2的脉冲，两者呈交 替互补的关系；
分别为i 的电压及电流；uv,
~分别为开关管的电压及电流;i c 为电容电流。
1 1~1i
人体3d建模
~1
厂j~~i __r n
i ~i I ，， iL t
----------*i ---门I -----|^W V 1
v -i ~~
L -c /b i
/
> • • h t r ~i ~~i i ■—r ~~?
图3双端口 Buck-Boost 电路主要波形
Fig. 3 The main waveforms of dual-port Buck-Boost circuit
如图3所示，双端口变换器工作原理在1个
周期可分为2个阶段。
阶段U h M 时刻，V ，关断，V 2导通，电感两端电压等于电感电流线性增加，的部分 能量储存到电感中。阶段2[«2，t 3] 时刻，V ，导通，V 2关断，电感两端电压为电感电流线性下降，电感中的部 分能量转移到中，即实现氏对^充电的过程。
由图3电流波形可知，心为高频脉冲电流，当 开关管导通时，开关管电流大小等于电感电流，当 开关
管断开时，流过开关管电流大小为零，开关电 流含有较大的高频纹波分量。为保证电池电流连 续且纹波较小，可在每个电池两端并联高频滤波电 容C ，使开关管电流的交流分量通过电容滤波，直 流分量流入电池。图2中C 并联在总电压源两端, 滤波效果相同。
3.2 多端口双向Buck -Boost 电路原理
对双端口双向Buck-Boost电路拓扑结构进行 扩展，即可得到如图1所示的多端口双向Buck- Boost 电路。由式 （1) 可知，与 心 的关系矩阵为:
/B ./B 2/B 3…w v
_-------_•
J iLl ^.
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Power Electronics
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由式（8)可知，端口电流与电感电流有确定的 对应关系，与双端口 Buck-Boost变换器类似，通过 控制各开关管的通断，可以控制各电感电流，进而 控制各端口电流，具体控制策略见第3.3节。
下面以四端口双向Buck-Boost电路为例，介 绍多端口双向Buck-Boost电路工作原理，其拓扑 结构如图4所示。
k〇t
^B lt：B i
~1备
^V D i
/B2t
：b2
V非多vd2
^B3t
「b3
淨vd3 Li/V3l
,B4t
「b4v iJ E
;V4l
^vd4
图4 四端口双向Buck-Boost电路
Fig. 4 Four-port bidirectional Buck-Boost circuit
多端口双向Buck-Boost电路工作模式与端口 电流大小有关。根据其端口电流大小顺序的不同，可分为不同工况。各工况工作原理类似，工作波形 稍有不同。以其中一种工况为例，即，且满足式（3)的约束，对电路工作原理进行分析。根据一个周期内不同工作时段，电路工作在不同 工作模式下，其电流流通路径如图5所示。图5a~ d依次代表其中一对开关管V；与二极管V D，均不 导通时段内的电流流通关系。
(C)V3不导通（d)V4不导通
图5工作模式
Fig. 5 Working modes
图 6 为《押(/=1,2,3,4)，‘(肌=1,2,3)，uw,i v y，和仏对应的稳态时序波形关系。其中，将流过 二极管的电流视为开关管的负向电流。在端口电 流依次增加的工况下，由式（1)可知，电感电流均 为正值。为便于分析，令4节电池的电压相等且其 大小均为％。图6中，1个周期可分为6个阶段。
Fig. 6 Steady-state working waveforms
阶段l h，<2]只有V，关断，对应图5a,uvl为 4节电池电压之和，Wv2，Wv3，Uv4均为零，电感电压有：
W i l= "82+「83+"B4=3"b
‘叱(9)
U L3=Usi=U g
82,83,84对1<1充电，B3，B4对L2充电，84对乙3充电，i V4为之和，根据式（1〇)，各电感电 流增加量如式（11)所示：
k:：士|严d t(10)
A怂l(+)=士u LX A t-
11,
■■3U L B
从2(+)=士U uzd t:(11)
△’L3(+)=了-\U i2A t-今(K丨）
阶段2[«2，t3]V2断开，因电感电流的连续性，L通过V D，续流，L，上储存的能量经二极管传递 到B,，对B，充电，匕承受负向电压;i2，L3继续保 持t,~t2时刻的状态，电流流通路径如图5b所示，电感电压及电感电流变化关系为：
.ut2(t)= "B3+"B4=2t/B
|(U i\dt=—(h—tj)
• Aiu(+)=-|- uL2dt=^-(h-t2)
^i i3(+)=_^~ |( ^(1{=—((3—<2)
阶段3[t3，M V3断开，b通过V D2续流，并 与L共同通过V D，续流，L，储存的能量对B，充 电，L2储存的能量同时对B,，B2充电；此时，只有 V4处于正向导通状态，B4继续保持对L3放电，电感两端电压不变，电流流通路径如图5c所示。此 时，电感电压及电流变化关系为：
(12)
(13)
M⑴=-"Bl =-"B，“Z3(0 = "B4="B
以L2(艺）=_(「B1+"B2)= —2"b
(14)
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多端口双向B uck-B oost变换器研究
^i'z.l(+)=-^ \t W i l d f=^5-(t4-«3)
*^i i2(+>=-^- |；u^dt-—(t4~h)〇5)
^i-i3(,+)=~^ |(uu^=~^~ (h~h)
阶段4 [t4，t5]V4断开，保持前一时刻的状态，通过V D h V D：续流给B,，B2充电；而
将通过V D^V D^V h续流，同时给B,，B2，B3充电，其电流流通路径如图5d所示。此时，流经V D，的电流为电感电流之和，电感电压及电流变化关系为：uL\(t)=-U B i=-U B,uL2(t)=-(U m+U^2)=-2U B ..
(lo) l M O=-(f/B1+i/B2+"B3)=-3f/B
A f'i i(+)=~^ I, W t l出=二^-(t5-t4)
'^*z2(+)=-^- |(u〇dt=—(i5-t4)〇7)
^L3(+)=-^- \t wudi= —(t5-“)
阶段5[*5,«6]只有V4闭合，与阶段3时刻状态完全一致。
阶段6[t6，*7]只有V3,V4闭合，与阶段2时刻状态完全一致。
在一个周期内，电路在¥1，¥2,¥3，乂4分别单 独不导通的4种工作模式中切换，且稳态工作时 电感电流增加量为零，即：
Ai/A(+)=-^ {uu,dt=0(18)
L j J*i
结合式（11)，（13), (15)，（17)，（18)可得:
Aiti(■〇=3fB.—^8-({7-t2)=0
■^ii2(+)=l) +(h~h)b f B.(t6-f3)=0 (19)
^I3(+)=_^_[(<4_^l)+ (^6—*s)]+ ~(h~^)~〇由图6各开关管脉冲关系可知，开关管的占 空比可定义为：
D,=0, D3=[(t3-ti)+ (t7-t6)]/T,r=«7-«,〇
D2=(t2-tl)/T,D4=[(t4-tl)+(t6-t5)]/r
结合式（19), (20)可以得出，在
工况下，认=0，D2=l/4,£>3=l/2,D4=3/4。对于其他 工况例如/B</B1，经过类似推导可得出D3= 0，A=l/4，f l4=l/2，D2=3/4。对于 W端 口电路，在理 想情况下，当端口电压相同时，按照端口电流从小 到大的顺序，其对应开关管的占空比依次为0,1/ yv，2/yv，...，（yv-2)/yv,(w-i)//v。当端口电压不同 时，开关管占空比大小顺序类似，具体数值与端口 电压有关，这里不再赘述。3.3 电流控制策略
由式（8)可知，4和L有确定的对应关系，考 虑到实际工程应用中各端口常并联其他支路电 流，此电路端口电流不易直接测量，故使用电感电 流作为被控对象，设计控制框图如图7所示。图中，/e；为给定电池电流为通过式（8)所计算的给 定电感电流，为与实际值的偏差。
/B1*,PI
式(8)1l\+.JLA/^i .rpi-i D2-|7wMhlM8V2i
主电路
I bn*、
计算
k(N-\)
图7多端口同步电流控制框图
Fig. 7 Multi-port synchronous current control block diagram 系统通过p i调节器计算后输出开关管的占 空比大小，经P W M得到开关管驱动脉冲，进而对 主电路进行控制，使得电感电流达到给定，最终实 现端口电流达到给定值。
4多开关管互补脉冲技术
由图5,6可知，部分时刻电感电流通过M0SFET 的反并联二极管续流，由于二极管导通压降的存 在，二极管的导通损耗不可忽略，在低压大电流工 况下影响尤为严重。在传统双开关管变换器中，通 常采用上下两管互补脉冲的同步整流技术以解决 二极管损耗问题，在此为进一步减小损耗，提高效 率，参考同步整流技术，设计了多开关管互补脉冲 的驱动方案，如图8所示。图8a为上述工况下各 开关管原始驱动脉冲波形，图8b为加入互补脉冲 后的驱动脉冲波形。
M g V lT
〇L
W gV2
0■
WgV3
0■
U g W A
0-
n n
Irn 门门
W g V iT
MgV2
0nnrnnr~inr
«gV3 _
MgV4‘
0-
门nr~inr~ir
l i~i r
(a)原始驱动脉冲（b)加入互补脉冲后的驱动脉冲
图8开关管驱动脉冲波形
Fig. 8 Driving pulse waveforms of switches
对于传统双开关管电路，上下两管之间的互 补脉冲较易实现，其本质是在一个开关管低电平 关断期间，给另一个需要续流的开关管补发互补 脉冲；所以在该电路中，多开关管的互补脉冲驱动 方案也是采用一个开关管低电平关断期间，给前
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