引⾔
⾃主驾驶当前引领全球，此趋势将来定会加速发展。这⼀领域的关键技术是汽车雷达探头，它是朝向更舒适驾驶、防撞，甚⾄是⾃动驾驶迈出的重要⼀步。驾驶员辅助系统已经很普遍，这类系统在许多⽅⾯都由雷达⽀持。 今天的24 GHz、77 GHz和79 GHz汽车雷达探头显然需要能够测量和分辨不同物体，同时在任何城市或乡村环境都要能提供⾼距离分辨率、径向速度分辨率和⽅位⾓分辨率。⼀个⾮常重要的特性是对来⾃其他汽车雷达探头的⼲扰有良好抗扰性。由于⽬前市场对雷达探头的接受程度不⾼，这个话题⼀直不太受关注。然⽽，迅速扩⼤和预期增长都在持续增加，⾼级驾驶员辅助系统(Advanced Driver Assistance Systems, ADAS) 市场预计每年增长⾼达10％。考虑到每年有7200万辆新车注册，按每辆车平均3个（或更多）汽车雷达探头计算，未来每年⼤约有2亿多个新的汽车雷达探头⾏⾛在⼤街⼩巷。因此，24 GHz，以及76 GHz到81 GHz频谱将被⼤量占⽤。汽车雷达探头需要应对相互⼲扰，并且要提供信号分集和⼲扰抑制技术。涉及正在研发的⾃动汽车的偶发⼩事故已见诸报端。2016年5⽉，在涉及部分实现⾃动驾驶的汽车的第⼀起致命事故后，关于⾃动驾驶汽车安全性和这类技术安全性的问题再次被提起。因此，在存在相互⼲扰的任何环境下都必须确保探测设备功能不变。
本⽂介绍⽬前最先进的下⼀代汽车雷达信号和探头的理论背景。⽂中解释了相互⼲扰的影响，并提出了在具有各类典型⼲扰的任意射频环境中，测试和验证⼲扰抑制技术的测量可能性。这种⽅法可帮助研究和开发⼈员，设计出即使在恶劣射频环境也能按技术指标可靠⼯作的汽车雷达探头。
汽车雷达和法规
如果⼏个汽车雷达探头⼯作在频段[1]中的相同部分，以及各⾃的⼯作频率⾮常靠近时，可能相互⼲扰（参阅图1）。可能的情况是⼈为虚假(ghost) ⽬标的建⽴或检测概率的降低。虚假⽬标在现实中不存在，但对于雷达探头却作为真实⽬标出现。这可能由已发射信号的副本引起。该副本不是来⾃原始雷达发射机，但是落⼊接收机带宽中，并作为真实回波信号被处理。只有在两个或多个雷达之间的定时、波形和频率必须匹配，并且回波信号功率必须超过⼀定限值时，才会发⽣这种情况。
图1：⼲扰场景举例
此外，落⼊接收机带宽中具有⼀定功率电平的任意射频信号，会增加雷达的本底噪声并降低对⽬标的信噪⽐(Signal To Noise, SNR)。这可能导致雷达截⾯积(Radar Cross Section, RCS) 较⼩的⽬标消失，因为这些回波的信噪⽐减⼩。只有经FFT信号处理后在所有频率上扩散的信号必须落⼊接收机带宽内时，才会发⽣这种情况。
汽车雷达探头的输出功率由电⼦通信委员会(Electronic Communications Committee , ECC) 规定。基于题为“指定77-81GHz频段⽤于汽车短程雷达”的ECC决定(04) 03，欧洲邮政和电信管理会议(European Conference of Postal and Telecommunications Administrations, CEPT) 指定将79GHz频率范围，在⽆⼲扰且不采⽤保护措施的场景下⽤于短程雷达(Short Range Radar, SRR) 设备。此外，定义了与峰值限值为55 dBm 有效全向辐射功率(Equivalent Isotropic Radiated Power, EIRP)相关的-3dBm / MHz有效全向辐射功率的最⼤平均功率密度，并且由⼀个短程雷达设备运⾏产⽣的车辆外部最⼤平均功率密度不得超过-9 dBm / MHz有效全向辐射功率。⼯作在这些频段中的所有标准汽车雷达探头必须满⾜这个决定。ETSI标准EN 301 091-1和EN 301 091-2 [7]已经对77 GHz雷达的相关测试条件、功率发射和杂散辐射等⼏个⽅⾯进⾏了标准化，但没有提及任何关于⼲扰抑制的内容。对于规定了79GHz频段的ETSI标准EN 302 264-1和EN 302 264-2 [8]也是如此。
和EN 302 264-2 [8]也是如此。
例如，在海事领域，导航雷达必须遵守国际电⼯委员会(International Electrotechnical Commission, IEC) 标准IEC 62388 [2]。该标准规定了最基本的运⾏和性能要求、测试⽅法，以及按照⽆线电通信设备/系统性能标准要求的测试结果。IEC标准中⼀个⾮常重要⽅⾯是⼲扰抑制规范。然⽽，对于汽车雷达技术规范，类似导航雷达⼏⼗年来经历的，没有定义⼲扰抑制或性能的标准以及测试⽅法。
汽车雷达波形和⼲扰影响
如果⼲扰信号落⼊雷达接收机带宽中，就此⽽⾔，它应当被检测到并在信号处理过程中被抑制。每个制造商采⽤的波形、定时、带宽、天线⽅向图和信号处理⽅式通常略有不同。就⼲扰抑制⽽⾔这或许是个优点，但也导致雷达对⼲扰的响应不同。
今天的汽车雷达探头中主要使⽤两种不同类型的波形。盲点检测(Blind Spot Detection, BSD) 雷达经常使⽤多进制频移键控(Multi-Frequency Shift Keying, MFSK) 雷达信号，并且主要⼯作在24GHz频段。⼯作在77 GHz或79 GHz频段的雷达经常使⽤线性调频连续波(Linear Frequency Modulated Continuous Wave, LFMCW) 信号或线性调频序列(Chirp Sequence, CS) 信号，后者是⼀种特殊形式的LFMCW信号。 使⽤LFMCW，雷达在⼀定时间内（称为相⼲处理间隔TcpI）发射具有特定带宽fsweep的调频信号（线性调频），如图2所⽰。
图2：采⽤上⾏线性调频和下⾏线性调频的LFMCW雷达
雷达⽤瞬时发射频率下变频接收的信号，并测量差频fB, fB描述与原始发射波形的偏移。两个雷达参数，范围R和径向速度Vr，都与测量的差频fB相关。为了⽆模糊地求解⽬标Vr和R，必须进⾏两次差频测量（如图2所⽰），其中两个差频分别表⽰为fB1和fB2 。在多⽬标情况，⽤不同差频的两组连续线性调频信号，不能⽆模糊地求解距离和径向速度。这可以通过使⽤额外的具有不同斜率的线性调频信号来解决。
为了实现⼀定的径向速度分辨率，TcpI通常在20ms范围内，并且单次处理间隔内线性调频数⽬⼤于2。fsweep决定了距离分辨率，fsweep在⼏百MHz间变化，在不久的将来其变化范围可达1GHz以上，在未来可能是4 GHz甚⾄5 GHz。
另⼀种波形称为线性调频序列（CS），它由⼏个⾮常短的LFMCW线性调频连续波组成，每个线性调频持续时间为Tchirp ，采⽤块长度TcpI 发射（参阅图3）。由于单个线性调频⾮常短，所以差频fB主要受信号传播时间影响，并且多普勒频移fD可以忽略不计。
图3：线性调频序列交通评估
在经过⽤瞬时载波频率初始下变频和对每个线性调频实施傅⽴叶变换后，信号处理便开始了。由于⾼载波频率和⾼线性调频率，差频主要由距离决定。计算⽬标距离R时，假定径向速度Vr =u/s 在单个线性调频期间不测量径向速度，⽽是在持续时间为TcpI的连续线性调频块上测量。沿时间轴执⾏第⼆次傅⽴叶变换，得到多普勒频移fD。在获得多普勒频移之后，便可校正⽬标距离。
虽然单个Tchirp通常在10µs到100µs范围内，但是信号LN的数量应当⾼到使得整个相⼲处理间隔TcpI=LNTchirp再次在⼏⼗毫秒的范围内，以实现期望的径向速度分辨率。
信号带宽⼤，与之相⽐接收机带宽⾮常⼩。由于事实上仅测量雷达设计的最⼤差频，这是可以实现的。为了给出两个⽰例，表1显⽰了当⽬标径向速度为50m / s、距离在40⽶范围内时，采⽤两种汽车雷达波形的差频。
这些计算依据LFMCW⽅程，并且显⽰LFMCW的差频在⼏百kHz范围内，但CS雷达（⼏MHz）的差频显然⾼得多。这导致接收机带宽更⼤，并且与使⽤LFMCW时所⽤的技术相⽐可能需要不同的⼲扰抑
制技术。
导致接收机带宽更⼤，并且与使⽤LFMCW时所⽤的技术相⽐可能需要不同的⼲扰抑制技术。
表1：使⽤LFMCW 和CS信号的77 GHz 雷达，以及⽬标采⽤50m/s径向速度且距离在40⽶范围内的预期差频。
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与LFMCW相⽐，CS的优点是⽆模糊和提⾼了更新速率，因为单个相⼲处理间隔(TcpI) ⾜以测量和分辨观察范围内的所有⽬标。在LFMCW中，⾄少需要3种不同的线性调频信号。另⼀⽅⾯，在CS波形中，由于多次FFTs和接收机带宽要根据预期的差频⽽缩放，处理复杂度增加，这就是需要⼲扰抑制和⼲扰缓解技术的原因。
图4描述了当存在⼲扰信号（红⾊线性调频）时的下变频和傅⾥叶变换过程。⼲扰线性调频与物体的雷达回波⼀起下变频。绿⾊表⽰某个范围的恒定差频，它会在⽆⼲扰环境中测量单个⽬标时产⽣。随着⼲扰信号的引⼊，产⽣与时间相关的差频（红⾊曲线），伴随着期望的回波信号。因此，在傅⾥叶域中，频谱不仅显⽰单个差频，⽽且显⽰若⼲频率。在最优解中，回波信号（绿⾊条）的信噪⽐最⼤。当存在⼲扰信号时，本底噪声上升，并且信噪⽐随接收机带宽fLP 的增⼤⽽减⼩，如图所⽰。除了检测概率降低外，回波信号的较低信噪⽐也会导致距离和多普勒频移测量的精度降低。
图4：⼲扰信号影响
接收机本底噪声和物体对应的信噪⽐取决于硬件、软件和物体的雷达截⾯积。对于⼯作在77 GHz的汽车雷达，典型的本底噪声电平约为-90 dBm。⼀种趋势是将线性调频序列波形与诸如频移键控等其它⽅法组合，以便减少计算量。然⽽，截⾄今天，对于汽车雷达探头，还没有标准给出规范性的⼲扰和⼲扰抑制的通⽤定义。
字幕烟花⼲扰抑制测试和测量
为了验证抗⼲扰⽅法的性能和测试雷达探头的⼲扰鲁棒性，需要在能够⽣成任意射频信号的实验室中搭建测量环境。例如，这些信号甚⾄可以包括发射机位置、天线移动和天线⽅向图。
图5显⽰来⾃罗德与施⽡茨公司的脉冲序列发⽣器软件⽣成的典型雷达⼲扰信号，诸如线性调频连续波（LFMCW）、频移键控（Frequency Shift Keying, FSK）和线性调频序列（CS）。应当提及的是，该软件不限于⽣成这些信号或序列，它还可以为实验室建⽴复杂的射频环境[3]。
图5：典型连续波雷达信号
u型电动牙刷虽然这些信号可以在基带产⽣，但将这些信号上变频到E-band是个挑战。由于⼤多数汽车雷达只使⽤调频信号，⼀种⽅法是使⽤先进的⽮量信号发⽣器结合倍频器。这样配置的优点是测试装置不太复杂并且可以较容易实现⼤信号带宽，因为倍频器也能缩放信号带宽[5]。在基带中设计波形时，可以轻松考虑缩放因⼦。
图6为汽车雷达探头的典型测试装置，使⽤⽮量信号发⽣器(如R&S SMW200A)结合倍频器(如R&S SM
Z90)。⽤脉冲序
图6为汽车雷达探头的典型测试装置，使⽤⽮量信号发⽣器(如R&S SMW200A)结合倍频器(如R&S SMZ90)。⽤脉冲序列发⽣器软件产⽣任意射频环境，其中信号通过本地⽹络或通过U盘传输到⽮量信号发⽣器。将R&S SMW200A⽣成的12.6 GHz到13.5 GHz射频信号乘以6。E-band喇叭天线可以连接到倍频器的输出，然后经空中朝被测设备（Device Under Test, DUT）发射E-band信号。在该装置中,⽮量信号发⽣器使⽤的带宽也放⼤了6倍。为了⽣成具有5GHz信号带宽的雷达线性调频脉冲，需要833.3MHz的基带带宽（833.3MHz×6 = 5GHz）。在下图所⽰的装置中，使⽤2 GHz基带带宽，可以实现⾼达12 GHz（2 GHz x 6 = 12 GHz）的射频信号带宽。
图6：⽤于汽车雷达探头的⼲扰测试装置
⼲扰信号的频谱如下图所⽰。可以观察信号的频谱以及上⾏线性调频和下⾏线性调频组成的LFMCW信号波形。所有线性调频信号的参数都使⽤信号分析仪直接分析，例如使⽤配备R&S FSW-K60瞬态分析软件的R&S FSW85。线性调频信号长度为1 ms，信号频率的线性度在⼏kHz范围内，这与汽车雷达信号相当。
图7：⽤R&S SMW200A 结合R&S SMZ90倍频器⽣成的雷达⼲扰信号
研究⼈员已经研究在汽车雷达中使⽤如OFDM这样的通信信号[4]，以及设计⼲扰抑制算法[6]。然⽽，在对价格敏感的探头中实时处理这些超宽带OFDM信号可能很复杂。这使得在不久的将来应⽤OFDM信号前景不明。这也是为什么从毫⽶波范围开始验证⼲扰抑制算法、波形和整个处理链是如此重要的原因之⼀。
不仅是性价⽐，实时处理宽频带OFDM信号的挑战性，在毫⽶波中⽣成幅度调制⼲扰信号也需要更复
杂的装置。图8描述了⼀种⽅法，双射频通道⽮量信号发⽣器分别⽣成中频(IF) 信号和本振(LO) 信号。将本振信号频率扩⼤6倍，并将中频信号搬移到76GHz⾄81GHz。具有内部宽带基带源的⽮量信号发⽣器，可在E-band中⽣成任意调制、带宽⾼达2GHz 的射频信号。使⽤已校准的内部宽带基带硬件的⽮量信号发⽣器（如R&S SMW200A）与使⽤多台仪器的其他解决⽅案相⽐具有很⼤优势，因为它不需要校准，也不需要补偿I / Q调制器的频率响应。双联齿轮油泵
图8：使⽤混频器的汽车雷达探头⼲扰测试装置
测量结果
为了验证有附加雷达信号时产⽣的影响，使⽤最先进的77GHz雷达探头。这种探头的优点是在距离域中中频和FFT原始数据的可⽤性，从⽽可以⽴即验证⼲扰信号对FFT频谱的影响。如所解释的，应该看到基底噪声的增加，这取决于有多少⼲扰信号功率被下变频并落⼊接收机带宽中。在这些测量中，探头被配置为发射具有200 MHz信号带宽的LFMCW信号，如图9所⽰，其中瞬态分析选件显⽰了持续时间、信号带宽、发射的线性调频的线性度（频率偏移在时域的变化）和射频频谱中的杂散⼲扰。
图9：⽤R&S FSW-K60瞬态分析选件分析雷达探头
脉冲序列发⽣器软件⽤于模拟波形，以及借助额外的⼲扰波形测试雷达。采⽤实时频谱仪的全息频谱模式便可以检验这两个信号。图10给出两个射频信号，即由雷达探头发射的线性调频和由⽮量信号发⽣器⽣成的⼲扰信号。当雷达探头发射上⾏线性调频和下⾏线性调频，接着是未调制的连续波信号时，⼲扰信号仅发射上⾏线性调频和下⾏线性调频信号。⼲扰线性调频信号的功率电平⽐发射的雷达信号⼩约5 dB，如全息频谱中所⽰。
图10：实时频谱中的结果：有⽤信号（左侧的单个线性调频）和连续的线性调频⼲扰
图11给出了频谱测量样本，其中将有和没有⼲扰信号情况下该范围上的幅度电平绘出。当测量进⼊⽆⼲扰的⾃由空间时，这个雷达探头测量到功率电平在-115 dBm上下的频谱，和在相邻范围内的⼀些雷达回波信号。
当存在⼲扰信号时，取决于⼲扰信号⾃⾝情况，本底噪声增加到约-102 dBm和-90 dBm。应当提及的是，该雷达探头没有采⽤任何⼲扰消除。此外，正如我们在上述测量中看到的，本底噪声的增加明显
地取决于⼲扰信号电平和⼲扰波形本⾝。已经证明，10dB到25dB的信噪⽐降低，可能在跟踪期间⾮常容易地丢失⽬标，或者具有低雷达截⾯积（RCS）的⽬标，例如⾏⼈，不能被检测到。
图11：被测雷达探头测得的功率谱
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