1)整流桥的导通时间与选通特性
50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压u1，再通过输⼊滤波电容得到直流⾼压U1。在理想情况下，整流桥的导通⾓本应为180°(导通范围是从0°～180°)，但由于滤波电容器C的作⽤，仅在接近交流峰值电压处的很短时间内，才有输⼊电流流经过整流桥对C充电。50Hz交流电的半周期为10ms，整流桥的导通时间tC≈3ms，其导通⾓仅为54°(导通范围是36°～90°)。因此，整流桥实际通过的是窄脉冲电流。桥式整流滤波电路的原理如图1(a)所⽰，整流滤波电压及整流电流的波形分别如图l(b)和(c)所⽰。 最后总结⼏点：
(1)整流桥的上述特性可等效成对应于输⼊电压频率的占空⽐⼤约为30％。
(2)整流⼆极管的⼀次导通过程，可视为⼀个“选通脉冲”，其脉冲重复频率就等于交流电⽹的频率(50Hz)。
(3)为降低开关电源中500kHz以下的传导噪声，有时⽤两只普通硅整流管(例如1N4007) 与两只快恢复⼆极管(如FR106)组成整流桥，FRl06的反向恢复时间trr≈250ns。
2)整流桥的参数选择
隔离式开关电源⼀般采⽤由整流管构成的整流桥，亦可直接选⽤成品整流桥，完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥，它是将四只硅整流管接成桥路形式，再⽤塑料封装⽽成的半导体器件。它具有体积⼩、使⽤⽅便、各整流管的参数⼀致性好等优点，可⼴泛⽤于开关电源的整流电路。硅整流桥有4个引出端，其中交流输⼊端、直流输出端各两个。
硅整流桥的最⼤整流电流平均值分0．5～40A等多种规格，最⾼反向⼯作电压有50～1000V等多种规格。⼩功率硅整流桥可直接焊在印刷板上，⼤、中功率硅整流桥则要⽤螺钉固定，并且需安装合适的散热器。
整流桥的主要参数有反向峰值电压URM(V)，正向压降UF(V)，平均整流电流Id(A)，正向峰值浪涌电流IFSM(A)，最⼤反向漏电流 IR(µA)。整流桥的反向击穿电压URR应满⾜下式要求：
电子管话筒举例说明，当交流输⼊电压范围是85～132V时，umax=132V，由式(1)计算出UBR=233．3V，可选耐压400V的成品整流桥。对于宽范围输⼊交流电压，umax=265V，同理求得UBR=468．4V，应选耐压600V的成品整流桥。需要指出，假如⽤4只硅整流管来构成整流桥，整流管的耐压值还应进⼀步提⾼。辟如可选1N4007(1A／1000V)、1N5408(3A／1000V)型塑封整流管。这是因为此类管⼦的价格低廉，且按照耐压值“宁⾼勿低”的原则，能提⾼整流桥的安全性与可靠性。
设输⼊有效值电流为IRMS，整流桥额定的有效值电流为IBR，应当使IBR≥2IRMS。计算IRMS的公式如下：
式中，PO为开关电源的输出功率，η为电源效率，umin为交流输⼊电压的最⼩值，cosφ为开关电源的功率因数，允许cosφ=0．5～0．7。由于整流桥实际通过的不是正弦波电流，⽽是窄脉冲电流(参见图1)，因此整流桥的平均整流电流Id<IRMS，⼀般可按Id=(0．6～0．7)IRMS 来计算IAVG值。
例如，设计⼀个7．5V／2A(15W)开关电源，交流输⼊电压范围是85～265V，要求η=80％。将Po=15W、η=80％、umin=85V、cosψ=0．7⼀并代⼊(2)式得到，IRMS=0．32A，进⽽求出Id=0．65×IRMS=0．21A。实际选⽤lA／600V 的整流桥，以留出⼀定余量。
2、输⼊滤波电容器的选择
1)输⼊滤波电容器容量的选择
为降低整流滤波器的输出纹波，输⼊滤波电容器的容量CI必须选的合适。令每单位输出功率(W)所需输⼊滤波电容器容量(μF)的⽐例系数为k，当交流电压u=85～265V时，应取k=(2～3)μF／W；当交流电压u=230V(1±15％)时，应取k=1µF／W。输⼊滤波电容器容量的选择⽅法详见附表l，Po为开关电源的输出功率。
2)准确计算输⼊滤波电容器容量的⽅法输⼊滤波电容的容量是开关电源的⼀个重要参数。CI值选得过低，会使UImin值⼤⼤降低，⽽输⼊脉动电压UR却升⾼。但CI值取得过⾼，会增加电容器成本，⽽且对于提⾼UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。下⾯介绍计算CI准确值的⽅法。柳条剥皮机
设交流电压u的最⼩值为umin。u经过桥式整流和CI滤波，在u=umin情况下的输⼊电压波形如图2所⽰。该图是在
Po=POM，f=50Hz、整流桥的导通时间tC=3ms、η=80％的情况下绘出的。由图可见，在直流⾼压的最⼩值UImin上还叠加⼀个幅度为UR的⼀次侧脉动电压，这是CI在充放电过程中形成的。欲获得CI的准确值，可按下式进⾏计算：
举例说明，在宽范围电压输⼊时，umin=85V。取UImin=90V，f=50Hz，tC=3ms，假定Po=30W，η=80％，⼀并带⼊(3)式中求出CI=84．2µF，⽐例系数CI／PO=84．2µF／30W=2．8µF／W，这恰好在(2～3)µF／W允许的范围之内。
3、漏极钳位保护电路的设计
对反激式开关电源⽽⾔，每当功率开关管(MOSFET)由导通变成截⽌时，在开关电源的⼀次绕组上就会产⽣尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于⾼频变压器存在漏感(即漏磁产⽣的⾃感)⽽形成
的，它与直流⾼压UI和感应电压UOR 叠加在MOSFET的漏极上，很容易损坏MOSFET。为此，必须在增加漏极钳位保护电路，对尖峰电压进⾏钳位或者吸收。
1)漏极上各电压参数的电位分布
下⾯分析输⼊直流电压的最⼤值UImax、⼀次绕组的感应电压UOR、钳位电压UB与UBM、最⼤漏极电压UDmax、漏⼀源击穿电压U(BR)DS这6 个电压参数的电位分布情况，使读者能有⼀个定量的概念。对于TOPSwitch—XX系列单⽚开关电源，其功率开关管的漏⼀源击穿电压U(BR)DS≥700V，现取下限值700V。感应电压UOR=135V(典型值)。本来钳位⼆极管的钳位电压UB只需取135V，即可将叠加在UOR 上由漏感造成的尖峰电压吸收掉，实际却不然。⼿册中给出UB参数值仅表⽰⼯作在常温、⼩电流情况下的数值。实际上钳位⼆极管(即瞬态电压抑制器TVS)还具有正向温度系数，它在⾼温、⼤电流条件下的钳位电压UBM要远⾼于UB。实验表明，⼆者存在下述关系：
镭射贴
废酸回收这表明UBM⼤约⽐UB⾼40％。为防⽌钳位⼆极管对⼀次侧感应电压UOR也起到钳位作⽤，所选⽤的TVS钳位电压应按下式计算：
此外，还须考虑与钳位⼆极管相串联的阻塞⼆极管VD的影响。VD⼀般采⽤快恢复或超快恢复⼆极管，其特征是反向恢复时间(trr)很短。但是VDl在从反向截⽌到正向导通过程中还存在着正向恢复时间(tfr)，还需留出20V的电压余量。
考虑上述因素之后，计算TOPSwitch⼀最⼤漏⼀源极电压的经验公式应为：
TOPSwitch—XX系列单⽚开关电源在230V交流固定输⼊时，MOSFET的漏极上各电压参数的电位分布如图3所⽰，占空⽐D≈26％。此时u=230V±35V，即umax=265V，UImax=umax≈375V，UOR=135V，UB=1．5 UOR≈200V，UBM=1．4UB=280V，UDmax=675V，最后再留出25V的电压余量，因此U(BR)DS=700V。实际上
U(BR)DS也具有正向温度系数，当环境温度升⾼时U(BR)DS也会升⾼，上述设计就为芯⽚耐压值提供了额外的裕量。二期恒载
2)漏极钳位保护电路的设计
漏极钳位保护电路主要有以下4种设计⽅案(电路参见图4)：
单仪入射狭缝
(1)利⽤瞬态电压抑制器TVS(P6KE200) 和阻塞⼆极管(超陕恢复⼆极管UF4005) 组成的TVS、VD型钳位电路，如(a)图所⽰。图中的Np、NS和NB分别代表⼀次绕组、⼆次绕组和偏置绕组。但也有的开关电源⽤反馈绕组NF来代替偏置绕组NB。
组NB。
(2)利⽤阻容吸收元件和阻塞⼆极管组成的R、C、VD型钳位电路，如(b)图所⽰。
(3)由阻容吸收元件、TVS和阻塞⼆极管构成的R、C、TVS、VD型钳位电路，如(c)图所⽰。
(4)由稳压管(VDZ)、阻容吸收元件和阻塞⼆极管(快恢复⼆极管FRD)构成的VDz、R、C、VD型钳位电路，如(d)图所⽰。
上述⽅案中以(c)的保护效果最佳，它能充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态⾼能量脉冲之优点，并且还增加了RC 吸收回路。鉴于压敏电阻器(VSR) 的标称击穿电压值(U1nA)离散性较⼤，响应速度也⽐TVS慢很多，在开关电源中⼀般不⽤它构成漏极钳位保护电路。
需要指出，阻塞⼆极管⼀般可采⽤快恢复或超快恢复⼆极管。但有时也专门选择反向恢复时间较长的玻璃钝化整流管
1N4005GP，其⽬的是使漏感能量能够得到恢复，以提⾼电源效率。玻璃钝化整流管的反向恢复时间介于快恢复⼆极管与普通硅整流管之间，但不得⽤普通硅整流管1N4005来代替lN4005GP。
常⽤钳位⼆极管和阻塞⼆极管的选择见附表2。
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