(19)中华人民共和国国家知识产权局
(12)发明专利申请
(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201610533700.6
(22)申请日 2016.07.08
(71)申请人 西安电子科技大学
地址 710071 陕西省西安市太白南路2号西
安电子科技大学
(72)发明人 宣荣喜 滕飞 胡辉勇 唐子程
王斌 宋建军 舒斌
(74)专利代理机构 西安智萃知识产权代理有限
公司 61221
代理人 刘长春
(51)Int.Cl.
H02M 3/335(2006.01)
(54)发明名称全桥LLC谐振变换器及其同步整流驱动方法(57)摘要本发明涉及一种全桥LLC谐振变换器及其同步整流驱动方法。该谐振变换器包括输入端(V in )、逆变网络电路(11)、谐振网络电路(13)，变压器(T )、整流滤波网络电路(15)、输出负载(R 0)及输出端(V out )，其中，还包括同步驱动装置(17)，用于根据从谐振网络电路(13)提取到的谐振电流(i Lr )计算得到谐振周期(t r )；对开关频率(f s )和谐振频率(f r )进行比较得到比较结果；根据比较结果确定原边开关管的驱动信号(u g1&u g 4、u g 2&u g 3)和副边同步整流管的驱动信号(u gSR1、u gSR1)并将这些驱动信号分别发送至逆变网络电路(11)和整流滤波网络电路(15)以控制其工作。本发明实施例通过对开关频率和谐振频率的比较确定同步整流关断时间的确定，灵活控制该全桥LLC谐振变换器的工作，具有简单可行、可实现性强， 成本低等优势。权利要求书2页 说明书6页 附图2页CN 105932881 A 2016.09.07
C N 105932881
A
1.一种全桥LLC谐振变换器(10)，包括输入端(V in)、逆变网络电路(11)、谐振网络电路(13)，变压器(T)、整流滤波网络电路(15)、输出负载(R0)及输出端(V out)，其特征在于，还包括同步驱动装置(17)；其中，
所述同步驱动装置(17)包括谐振频率检测模块(171)、同步驱动模块(173)、隔离驱动模块(175)；不锈钢镀钛
其中，所述谐振频率检测模块(171)根据从所述谐振网络电路(13)提取到的谐振电流(i Lr)计算得到谐振周期(t r)；所述同步驱动模块(173)对开关频率(f s)和所述谐振周期(t r)转换得到的谐振频率(f r)进行比较得到比较结果；所述隔离驱动模块(175)根据所述比较结果确定原边开关管的驱动信号(u g1&u g4、u g2&u g3)和副边同步整流管的驱动信号(u gSR1、u gSR1)并将所述原边开关管的驱动信号(u g1&u g4、u g2&u g3)及所述副边同步整流管的驱动信号(u gSR1、u gSR1)分别发送至所述逆变网络电路(11)和所述整流滤波网络电路(15)。
2.如权利要求1所述的全桥LLC谐振变换器(10)，其特征在于，所述逆变网络电路(11)包括第一原边开关管(Q1)、第二原边开关管(Q2)、第三原边开关管(Q3)、第四原边开关管(Q4)及输入电容(C in1)；其中，所述第一原边开关管(Q1)和所述第三原边开关管(Q3)、所述第二原边开关管(Q2)和所述第四原边开关管(Q4)分别串接后并接于所述输入端(V in)两端且所述输入电容(C in1)也并接于所述述输入端(V in)两端；
其中，所述同步驱动装置(17)将所述原边开关管的驱动信号(u g1&u g4、u g2&u g3)分别发送至所述第一原边开关管(Q1)和所述第四原边开关管(Q4)、所述第三原边开关管(Q3)和所述第二原边开关管(Q2)的控制端。
3.如权利要求2所述的全桥LLC谐振变换器(10)，其特征在于，所述谐振网络电路(13)包括谐振电感(L r)
、谐振电容(C r)、励磁电感(L m)；所述谐振电感(L r)、所述谐振电容(C r)及所述励磁电感(L m)依次串接于所述第一原边开关管(Q1)和所述第三原边开关管(Q3)串接形成的节点(A)和所述第二原边开关管(Q2)和所述第四原边开关管(Q4)串接形成的节点(B)之间；且所述励磁电感(L m)还电连接至所述变压器(T)输入端的两侧；
其中，所述同步驱动装置(17)从所述谐振电感(L r)和所述谐振电容(C r)串接形成的节点处获取所述谐振电流(i Lr)。
凯膜过滤技术
4.如权利要求3所述的全桥LLC谐振变换器(10)，其特征在于，所述整流滤波网络电路(15)包括第一副边同步整流管(SR1)、第二副边同步整流管(SR2)及输出滤波电容(C0)；所述第一副边同步整流管(SR1)和所述第二副边同步整流管(SR2)串接于所述变压器(T)输出端的两端；所述输出滤波电容(C0)的两端分别电连接至所述变压器(T)的滑动端及所述第一副边同步整流管(SR1)和所述第二副边同步整流管(SR2)串接形成的节点处；
其中，所述同步驱动装置(17)将所述副边同步整流管的驱动信号(u gSR1、u gSR1)分别发送至所述第一副边同步整流管(SR1)、所述第二副边同步整流管(SR2)的控制端。
5.如权利要求1所述的全桥LLC谐振变换器(10)，其特征在于，所述同步驱动装置(17)为DSP处理器。
6.一种同步整流驱动方法，应用于全桥LLC谐振变换器中，所述全桥LLC谐振变换器包括逆变网络电路(11)、谐振网络电路(13)，变压器(T)、整流滤波网络电路(15)，其特征在于，所述方法包括：
步骤一、根据由所述谐振网络电路(13)获取的谐振电流(i Lr)计算得到谐振周期(t r)；
步骤二、比较开关频率(f s)和所述谐振周期(t r)转换得到的谐振频率(f r)得到比较结果，并根据所述比较结果确定同步整流关断时间(t off)；
步骤三、触发所述逆变网络电路(11)及所述整流滤波网络电路(15)的开关链路同步导通，根据所述同步整流关断时间(t off)控制所述逆变网络电路(11)的开关管的关断。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，计算所述谐振周期(t r)的公式为：
8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，根据所述比较结果确定同步整流关断时间(t off)，包括：
若所述比较结果为所述开关频率(f s)大于所述谐振频率(f r)，则所述同步整流关断时间(t off)与所述逆变网络电路(11)的开关管关断时间相等；
若所述比较结果为所述开关频率(f s)小于等于所述谐振频率(f r)且大于所述谐振频率(f r)的90％时，则所述同步整流关断时间(t off)为半个所述谐振周期(t r)；
若所述比较结果为所述开关频率(f s)小于所述谐振频率(f r)的90％时，根据所述开关频率(f s)从数据库中查所述同步整流关断时间(t off)。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述数据库中的所述同步整流关断时间(t off)是根据不同的工作频率、LLC谐振频率、负载电流、谐振参数的容差以及输入电压计算。
全桥LLC谐振变换器及其同步整流驱动方法
技术领域
低通滤波器应用实例
[0001]本发明涉及数字电路技术领域，特别涉及一种全桥LLC谐振变换器及同步整流驱动方法。
背景技术
[0002]近年来，全桥LLC谐振变换器因具有能在宽负载范围内实现原边开关管ZVS开通、副边整流二极管ZCS关断，不存在反向恢复问题以及能用变压器的漏感替代谐振电感等优势，逐渐受到了工业界的广泛关注。
[0003]然而，在输出低压大电流时，由于全桥LLC谐振变换器副边二极管正向导通压降增大，使得整流损耗占据了总损耗相当大的比重，不利于效率的提高。因此，为了改善这一状况，并提高变换器效率，通常选择用通态电阻极低的MOSFET替代二极管，即同步整流技术。[0004]虽然MOSFET的通态电阻极低，有利于减小整流损耗，却必然引入了另外一个问题，即同步整流管的驱动时间能直接影响到系统的损耗。当同步整流管驱动时间等于电流持续时间时，同步整流管的驱动信号与整流电流完全同步，此时的整流损耗最小；当同步整流管驱动时间小于电流持续时间时，则在驱动信号消失后整流电流将流过同步整流管的体二极管，效率达不到最优；当同步整流管驱动时间大于电流持续时间时，必然会形成环流问题，造成能量反向流动。因此，如何快速有效地对同步整流管进行驱动再一次成为了学者们的研究对象。
[0005]由全桥LLC谐振变换器的原理可知，原边向副边传递的能量是谐振电流i Lr与励磁电流i Lm的差值，流过同步整流管的电流i SR为：
[0006]i SR＝n·(i Lr-i Lm) (1)
[0007]由式(1)可见，同步整流管电流的相位与原边谐振电流和励磁电流密切相关，因此不能单纯地依靠谐振电流来判断同步整流管的关断时间，这给同步整流管的驱动带来了很大的困难。
[0008]请参见图1，图1为理想全桥LLC谐振变换器的同步整流驱动信号示意图，当同步整流管刚开始
导通时，驱动信号为高电平，同步整流管导通，电流从同步整流管的沟道流过；当同步整流管中的电流即将降为零时，驱动信号为低电平，同步整流管关断，使得剩余的电流将从同步整流管的体二极管流过。
[0009]目前，同步整流管的驱动信号可通过以下两种方法来产生：
[0010]方法一：检测原边信号，由于全桥LLC谐振变换器向后级传递的能量是谐振电流和励磁电流的差值，所以后级输出电流信号与励磁电流均不同相，而励磁电感在变压器中集成，励磁电流无法检测，所以检测原边信号的手段相对复杂。
[0011]方法二：检测副边信号，在副边通过CT或者电流传感器检测副边电流的过零点，进而控制开关管的通断。但是由于检测器件的带宽、延时以及CPU处理时间等会造成同步整流管开通时序滞后，造成关断时间也滞后。开通滞后会影响效率，关断滞后会造成环流，能量反向流动。硅胶分条机
[0012]为此，学者们在全桥LLC谐振变换器的同步整流驱动方面做了很多努力与尝试，如文献“LLC谐振变换器同步整流策略研究”采用电流互感器CT对同步整流管进行驱动，但这忽略了电流互感器CT本身就会带来较大的损耗，难免增加了二次侧的PCB走线难度，限制了功率密度的提高。同时，同步整流管开通时序也会受到检测器件的带宽、延时以及CPU处理时间影响而发生滞后，使得关断时间也随之滞后。
[0013]文献“A U n i v e rsa l Ad a p t i v e D r i v i ng S c h e m e f o r Sy n c h r o n o u s Rectification in LLC Resonant Converters”采用FPGA实现对全桥LLC谐振变换器中同步整流管的自适应控制，此种方法利用率高，但是却对电路板的抗干扰设计要求很高，成本也非常高。
蛇形线
[0014]综上所述，目前驱动同步整流管的方法均在成本、计算复杂度，功率密度以及测量精度等不同方面存在着局限性。
发明内容
保健酒配方[0015]因此，为解决现有技术存在的技术缺陷和不足，本发明提出一种全桥LLC谐振变换器及同步整流驱动方法。
[0016]具体地，本发明一个实施例提出的一种全桥LLC谐振变换器(10)，包括输入端(V in)、逆变网络电路(11)、谐振网络电路(13)，变压器(T)、整流滤波网络电路(15)、输出负载(R O)及输出端(V out)，还包括同步驱动装置(17)；其中，
[0017]所述同步驱动装置(17)包括谐振频率检测模块(171)、同步驱动模块(173)、隔离驱动模块(175)；
[0018]其中，所述谐振频率检测模块(171)根据从所述谐振网络电路(13)提取到的谐振电流(i Lr)计算得
到谐振周期(t r)；所述同步驱动模块(173)对开关频率(f s)和所述谐振周期(t r)转换得到的谐振频率(f r)进行比较得到比较结果；所述隔离驱动模块(175)根据所述比较结果确定原边开关管的驱动信号(u g1&u g4、u g2&u g3)和副边同步整流管的驱动信号(u gSR1、u gSR1)并将所述原边开关管的驱动信号(u g1&u g4、u g2&u g3)及所述副边同步整流管的驱动信号(u gSR1、u gSR1)分别发送至所述逆变网络电路(11)和所述整流滤波网络电路(15)。[0019]在本发明的一个实施例中，所述逆变网络电路(11)包括第一原边开关管(Q1)、第二原边开关管(Q2)、第三原边开关管(Q3)、第四原边开关管(Q4)及输入电容(C in1)；其中，所述第一原边开关管(Q1)和所述第三原边开关管(Q3)、所述第二原边开关管(Q2)和所述第四原边开关管(Q4)分别串接后并接于所述输入端(V in)两端且所述输入电容(C in1)也并接于所述述输入端(V in)两端；
[0020]其中，所述同步驱动装置(17)将所述原边开关管的驱动信号(u g1&u g4、u g2&u g3)分别发送至所述第一原边开关管(Q1)和所述第四原边开关管(Q4)、所述第三原边开关管(Q3)和所述第二原边开关管(Q2)的控制端。
[0021]在本发明的一个实施例中，所述谐振网络电路(13)包括谐振电感(L r)、谐振电容(C r)、励磁电感(L m)；所述谐振电感(L r)、所述谐振电容(C r)及所述励磁电感(L m)依次串接于所述第一原边开关管(Q1)和所述第三原边开关管(Q3)串接形成的节点(A)和所述第二原边开关管(Q2)和所述第四原边开关管(Q4)串接形成的节点(B)之间；且所述励磁电感(L m)还电连接至所述变压器(T)输入端的两侧；
豫公网安备41160202000603
站长QQ:729038198
关于我们
投诉建议