引用本文：王侠，唐绍宇，韦慕野，等.基于IQ调制器产生载波抑制单边带信号的偏置控制技术[J].光通信技术,2021,45（4）:27-31. 基于IQ调制器产生载波抑制单边带信号的偏置控制技术
王侠，唐绍宇，韦慕野，汤科，伍颖，余志强，邓东锋，杨庆锐，李文甫，欧阳$，何锋
（中国电子科技集团公司第三十1研究所，广西桂林541004）
摘要：为了延长信号传输距离、方便探测及降低噪声，并最大可能地保留信号能量，可通过移相法实现载波抑制单边带（SSB-CS）信号输出，采用导频法控制商用U酸锂双平行（IQ）调制器可达到上述目标.实验结果表明：所提方法在2~18GHz 范‘内，输出信号的载边比和边边比均大于20dB；该方法能在不使用IQ调制器内置光电二极管（PD）的前提下，有效控制调制器工作状态，得到载边比和边边比均满足预期的SSB-CS信号. 关键词：双平行调制器；载波抑制单边带；移相法；导频信号；偏置点
中图分类号：TN914文献标志码：A文章编号$1002-5561（2021）04-0027-05
D OI：10.ki.issn1002-5561.2021.04.006开放科学（资源服务）标识码（OSID）：
Offset co*t rol tech no l ogy of carrier suppressed
si*gle sideba*d sig*al based o*IQ modulator
WANG Xia,TANG Shaoyu,WEI Muye,TANG Ke,WU Ying,YU Zhiqiang,
DENG Dongfeng,YANG Qingrui,LI Wenfu,OU-YANG Hong,HE Feng
(The34th Research Instiute of CETC,Guilin Guangxi541004,China)
Abstract:In order to extend the signal transmission distance,facilitate the detection and noise reduction,and retain the signal energy as much as possible,the carrier suppressed single sideband(SSB-CS)signal output can be realized by phase shifting method.Using pilot method to control commercial lithium niobate double parallel(IQ)modulator can achieve the above goal.
The experimental results show that the carrier to side ratio and side to side ratio of the output signal are greater than20dB in the range of2-18GHz.This method can effectively control the working state of the modulator without using the built-in photodiode (PD)of the IQ modulator,and the carrier side ratio and side side ratio can meet the expected SSB-CS signal.
Key words:double parallel modulator;carrier suppressed single sideband;phase shifting method;pilot tone;bias point
0引言
载波抑制单边带（SSB-CS）调制是将载波和一个边带抑制掉，只发送其中一个边带的调制方式，同时也是调幅的一种特殊形式。其实质是频率的搬移，且平移后的信号频谱内原有频率分量的相对关系保持不变。SSB-CS既可不失真地传递信息，又能提高频带利用率，便于在密集波分复用（DWDM）系统中增加光纤的传输容量。SSB-CS可有效抑制长距离高频微波收稿日期：2020-09-03
作者简介：王侠（19Q1—），女，江苏漂阳人，双学士学
位，高级工程师。主要研究方向为光电子、光通信技
术及模组研发，对光纤传感技术亦有涉及％参研国家
级、省部级项目10余项，获省部级科学技术一等奖、
三等奖各1次，发表论文10余篇。带来的散，具有延长信号传输距离、不会发生频谱回叠、便于自差探测和直接探测以及可降低光放大器
的噪声指数719的优点。故SSB-CS被广泛应用于长距离高频微波射频光传输（RoF）系统、载波电话、微波多路传输、卫星至地面的信道（地空电话）和移动通信系统中。
目前，产生单边带（SSB）信号的方法有滤波法、非线性效应法和移相法等％1997年,J.Park等人729首次提出利用光栅滤波法实现SSB调制，光纤布喇格光栅（FBG）作为陷波滤波器滤除一个边带，边带抑制比达到22dB。2004年,Ui-Soo Lee等人739提出利用半导体光放大器（SOA"中的自相位调制（SPM"和交叉相位调制（XPM"效应产生SSB信号。2005年，J.Capmany等人749通过放置串联的2个同样的FBG阵列来产生高质量的多波长SSB信号，对于每一个波长信道，串联的FBG 将使强信号消减20dB。上述文献提出的方法都采用----------------------------------------2021年第4期比弧信蜕辰
㉗
王侠，唐绍宇，韦慕野，等：基于IQ 调制1产生载波抑制单边带信号的偏置控制技术
了滤波法，该方法会损失一个边带的能量。若要在接
收端达到同样的射频功率，就要提高调制微波信号的 能量。同年,Yichun Shen 等人冋提出利用光纤 的受激布
里渊散射效应，使得下边带的调制信号被放大，上边 带的调制信号被削弱，从而实现SSB 调制#文
献［3,5］中的方法被称为非线性效应法，但该方法也会 产生能量损耗，并且增加了系统的复杂程度。因移相 法是通过抑制一个边带的产生，将其能量转化到另一
个边带上，就能更有效利用微波信号的能量，因此移 相法是最合适的产生SSB 信号的方法。Graham H. Smith 等人冋最早提出利用移相法实现光SSB （OSSB ） 调制，他们应用双电极的马赫-曾德尔调制器（MZM ）
成功实现了 SSB 调制，但工艺实现困难、成本高昂。
2001年,A.Loayssa 等人［7］提出利用单个电极的MZM
实现SSB ，最大边带抑制比为25 dB 。2002年,K.Tanaka 等人［8］提出利用全光Hilbert 变换器产生SSB 调制的高 速宽带系统，使用移相器、MZM 和光衰减器等器件实 现了载边比为40-60 dB 的SSB 输出。文献/6-8］都证 明了移相法的可行性，但系统使用了多个MZM ，仍较 为复杂。本文结合移相法，并通过合理控制商用規酸
锂双平行（IQ ）调制器的工作状态，实现对输入信号的 SSB-CS 调制。
1 IQ 调制器试验系统
IQ 调制器可以看成是1个母MZM 和2个子 MZM 组成的器件。通过调整这3个MZM 的工作点，就 能获得SSB-CS 调制信号/9］。这3个MZM 有3个典型 的直流偏置点，分别对应3种工作模式：最大偏置点
（以下简称最大点）、最小偏置点!点（以下简称最小
点）和正交偏置点Q 点（以下简称Q 点）#
IQ 调制器内部光信号图如图1所示。光输入信号 进入IQ 调制器后/9］，先经过2个子强度调制器MZM1、
MZM2，这2个子MZM 的工作点分别由偏置电压DC1
和DC2控制。光经过MZM1、MZM2再分别进入母图1 IQ 调制器内部光信号图
MZM3的上、下两臂，母MZM 工作点由偏置电压DC3 控制。当MZM1、MZM2工作在最小点（!点），母MZM3 上、下两臂的相位差
"
电
=-!/2，且工作在Q 点时IQ 调
制器将输出-1阶边带，更高阶边带如-5阶、+3阶功率 很小，几乎无法测出，实际工程应用时可忽略。当
MZM1&MZM2工作在最小点（！点），母MZM3的
"
电
=
!/2，且工作在Q 点时，将输出+1阶边带，更高阶边带
同样可忽略叫在此理论基础上，本文搭建了 IQ 调制 器试验系统如图2所示，采用3 dB 移相器在IQ 调制
器的射频信号（RF1和RF2）输入口之间引入!/2或
f /2的相位差（对应母MZM3的
"
电
），在IQ 调制器输出
端用一个99： 1光耦合器，分出1%的光进入偏置控制 模组来监控IQ 调制器的工作状态，通过设置直流偏 置电压（DC1&DC2和DC3）来控制MZM1&MZM2和
MZM3的工作状态。
图2 IQ 调制器试验系统图
2移相器的选择及测试
2.1移相器的选择
移相器分为数字移相器和模拟移相器/10］。与模拟
移相器相比，数字移相器具有体积小、重量轻&反应速
度快&可靠性高和可由计算机控制等优点，因此得到 了广泛应用。数字移相器可用铁氧体元件&半导体器
件或微电子机械系统（MEMS ）器件来制作。铁氧体移
相器在20世纪60年代得到了飞快的发展，它具有损 耗小和功率容量高等优点；半导体移相器或MEMS 移 相器的结构比铁氧体移相器更为紧凑，切换时间更
短，需要的驱动电流更小。综合考虑后，本文选择了性 价比更高的半导体移相器。
文献［9］提出只有当移相器输出功率为1：1、输出相
位差为士！/2时，才能得到完美的SSB-CS 信号。由于所 选移相器是相位移动幅度固定的器件，而射频信号相 位受电缆线长度影响也较大，因此移相器和所配射频
电缆的长度、电特性都需要仔细计算并先行测试。
2.2移相器及射频电缆的测试
实际工作中，本文使用一个频率范围为10 MHz ~
40 GHz 的二端口的矢量网络分析仪对移相器的功率-
㉘ 比弧信教•區2021年第4
期
王侠，唐绍宇，韦慕野，等：基于IQ 调制器产生载波抑制单边带信号的偏置控制技术
频率响应进行测试。先将矢量网络分析仪的端口 1和 端口 2自环后，将端口 1的输出信号接入移相器的输
入端。用矢量网络分析仪的端口 2分别接收移相器2 个输出端口的微波信号。经过多次调整匹配的射频电
缆后，得出的实验结果如图3所示。可以看出，当输入 微波信号的频率在2~18 GHz 范围内时,2个输出端口 的信号功率基本相等，且相对于输入时的功率衰减了
近5dB 。然后，对移相器的相位-频率响应也进行测 试，其结果如图4所示。可以看出，当输入的微波信号
的频率在2~18 GHz 范围内,2个端口输出信号的相位 基本相差90。，即该移相器及所配射频电缆输出的2 路信号的相位呈正交关系(该测试是以端口 1输出信
号作为基准信号，端口 2输出信号与其比较后得到红 测试线)。
o E a p
、<-^
10
20
30
频率/GHz
O
工作在最小偏置点，同时调整DC3，使母MZM3工作 在Q 点%通常,MZM 可采用功率控制法911-13［，即通过监
测调制器输出信号功率的大小来判断调制器工作状 态%根据产品说明书可知，IQ 调制器的7、8脚和9、10
脚分别是2个内置光电二极管(PD )的读数接口，其中
7、8脚对应子MZM1的输出监控PD1；9、10脚对应子 MZM2的输出监控PD2%
当DC2和DC3保持不变，IQ 调制器输出光功率 随DC1电压变化图如图5所示％其中，蓝区域A 为 IQ 调制器输出光功率随DC1电压变化实测值，黄
区域B 为PD1&PD2读数随DC1电压变化值乘10倍 等比放大后的读数。不同颜的曲线表示多次测量后 的结果具有重复性。由图中蓝区域A 可以看出，当
DC2=DC3=GND 时，只调整DC1,IQ 调制器输出光功
率基本成周期变化，变化周期在13~15 V 之间略有波动，但最小点功率值在-14.1 dBm 和-15.3 dBm 中有 1 dB 的差值，功率最小点出现在-3 V 左右；结合黄
区域B 观察到IQ 调制器自带的PD1&PD2的输出电
压值与IQ 调制器的输出光功率的变换曲线相关，且 反向。其中,PD1在单独调整DC1时与输出光功率的
对应关系更好。
当DC1和DC3保持不变，IQ 调制器输出光功率 随DC2电压变化图如图6所示。其中，蓝区域A 为
5
『区域B 图3移相器功率-频率响应图
90°0°
-90°01040
端口 2相对于端口
的相位曲线
20
30频率/GHz
180°-180°
----端口 1相位
----端口 2相位
0 5 0 5
- 11 11\区域A
图4移相器相位-频率响应图
由以上实验可知，当输入的微波信号的频率在2~
18 GHz 范围内，该移相器及所配射频电缆输出的2路 信号功率相等、相位正交，均满足本文设计的需要。
3 IQ 调制器的选择及测试
3.1 IQ 调制器测试
IQ 调制器使用了 2组电极：第一组是射频电级
(RF1和RF2)，应用于射频信号；第二组是直流偏置电
极(DC1&DC2和DC3)，分别控制2个子MZM1&MZM2
-30 -20 -10 0
10 20
偏置电压/V
图5 DC2 5 DC3保持不变，IQ 调制器输出光功率随DC1电压变化图
42
o J
詔
-6-8O
U I CQ P
、瞬氏-15 -10 -5 0
5 10
偏置电压/V
图6 DC1和DC3保持不变，IQ 调制器输出光功率随DC2电压变化图
------------------------------------------2021年第4期
比込信払區
㉙
王侠，唐绍宇，韦慕野，等：基于IQ 调制&产生载波抑制单边带信号的偏置控制技术
IQ 调制器输出光功率随DC2电压变化实测值，黄 区域B 为PD1、PD2读数随DC2电压变化值乘10倍 等比放大后的读数。不同颜的曲线表示多次测量后 的结果具有重复性。由图中蓝区域A 可以看出，当
DC1=DC3=GND 时，只调整DC2,IQ 调制器输出光功 率基本成周期变化，变化周期约为13.5 V ，功率最小
点出现在-2 V 左右；结合黄区域B 观察到IQ 调制 器自带的PD1&PD2的输出电压值与IQ 调制器的输出 光功率的变换曲线相关，且反向。其中,PD2在单独调
整DC2时与输出光功率的对应关系更好。
当DC1和DC2保持不变，IQ 调制器输出光功率 随DC3电压变化图如图7所示。可以看出，当DC1=
DC2不变，只调整DC3时，IQ 调制器输出光功率基本 成周期变化，变化周期约为15 V ，但已经不同于调整
DC1&DC2时类似于余弦函数的变化曲线。可以观察到
当DC1=DC2=0 V (用试验电源控制)和DC1=DC2=GND
时，只调DC3，IQ 调制器输出光功率波形有较大变化； 结合图7上部的PD 读数可知，只调DC3时，IQ 调制 器自带的PD1&PD2的输出电压基本看不出变化规律。
5
0-25-30DC1=DC2=GND^-5 10 15 20 25
'3-40
-5
匹FPC2=gND 町凹2读数d C1=DC2=0V 时,PD2读数 -DCl=DC2=S^b 时逬li 谨卿
pC l=DC2=0V 时,PD 1 诔数
偏置电压/V
DC1=DC2=0 时 IQ 调制器输出
光功率实测值
IQ 调希逐输出 光功率敷U 值
图7 DC1和DC2保持不变，IQ 调制器输出光功率随DC3电压变化图
以上测试结果说明：PD1&PD2很可能是被放置在
IQ 调制器内部结构(如图7所示)中绿点所在位置，且
2路子MZM 之间有漏光。由于图5、图6单调一个偏
置电压时2路PD 的读数都有改变，但同时调整2个 偏置电压时，2路
PD 的波形变化不 再有规律。此外，2
路PD 的读数变化 值十分微小，即使
将图中PD 读数等
铠酸锂调制器 RF2
图8 IQ 调制器内部结构简化图
比放大10倍，仍然
很难根据其读数准确定位出功率最小点的工作电压。
最终无法通过监测PD1&PD2的输出功率来控制2个 子MZM 工作在最小偏置点。因此，本文选择用导频
法；11-15来控制IQ 调制器中3个MZM 的工作状态。
3.2试验结果
由于MZM 传输响应曲线的非线性，将会在输出
端产生高阶谐波信号，通过对此谐波信号规律的分 析，本文采用导频法(即在MZM 的偏置电压输入端施 加一个小的射频信号)对偏置点的漂移进行补偿。导 频信号的二次谐波具有最小值时，对应于MZM 的Q
点；导频信号的二次谐波具有最大值时，对应于MZM 的最大或最小点，结合功率测试就能实现对不同偏置
点的精确控制。实际工作中，本文分别给DC1&DC2增 加了一个840 Hz 和1.12 kHz 的低频的正弦波；同时， 因为前文已经测试了 3个MZM 的光功率变化周期约
为13~15 V ，且MZM1和MZM2最小点在-1~-3 V 附 近#所以，先设置DC1和DC2分别在0~-10 V 间扫
动#在此工作范围内，通过监测二次谐波大小判断出
MZM1&MZM2的最小、最大工作点，并结合此时外接
PD 的输出功率，就可以最终判定MZM1&MZM2的最
小点电压值，再通过反馈电路，分别将DC1&DC2工作 电压锁定在最小点。最后，通过外接PD ，控制MZM3
工作在Q 点#
根据波长和频率的换算关系可知,2 GHz 、4 GHz 、
6 GHz 、8 GHz 、10 GHz 、12 GHz 、14 GHz 、16 GHz 和 18 GHz
的频率间隔依次对应0.016 nm 、0.032 nm 、0.048 nm 、
0.064 nm 、0.08 nm 、0.096 nm 、0.112 nm 、0.128 nm 和 0.144 nm 的波长间隔#为检测控制效果，本文测试了
调制电信号在2~18 GHz 范围内调节时调制系统输出 信号的光谱图，并选取了其中有代表性的频点光谱图
如图9所示。测试采用激光器输出波长(即载波波长 为1549.226 nm )。从图9(a )可以看出，标识线L2的波
长是1549.24 nm ，即为+ 1阶边带，而载波和-1阶边带
在图中已无法读出，所以该频点的载边比和边边比均
大于29.13 dB ；从图9(b )可以看出，电信号在4 GHz 频 点时，边边比为37.63 dB ，载波因不可见，所以该频点
载边比大于30 dB ；从图9(f )可以看出，在18 GHz 频 点时，载边比(L3-L4)为23.6 dB ，边边比优于23.6 dB 接
近 30 dB #
由图9可知，当电信号在2~18 GHz 范围时，输出 信号的载边比和边边比均大于20 dB ，个别频点甚至
优于30 dB ，证明本文采用导频法成功控制住了 IQ 调
制器的3个内置调制器的工作模式，在2~18 GHz 范
㉚ 比弧隼■教•區2021年第4期
王侠，唐绍宇，韦慕野，等：基于IQ 调制器产生载波抑制单边带信号的偏置控制技术
-10.6
-30.6E
CQ P
、阶徐
-
50.6 •
-70.6 •-90.6-110.6
1548.82
1549.32 波长/nm
1549.82
6
6
6
O.O.O.-5-7-9
1548.82
少：?3
药*' ”“”“f- '；
i
111
-110.6
1549.32 波长/nm
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-33.8-53.8
-73.8
-93.8-113.8
1548.82
(a )信号频率为2 GHz 时
1549.32
1549.82
波长/nm
e cq p
、<-e
(7)信号频率为4 GHz 时
1549.32 波长/nm
(c )信号频率为8 GHz 时
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1549.321549.82
波长/nm
-16.2-36.2
(2)信号频率为12 GHz 时
154&82
1549.32波长/nm
-116.2
1549.82
(e )信号频率为16 GHz 时 (f ) N 号频率为18 GHz 时
图9 IQ 调制器输出光谱图
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围内都实现了 SSB-CS 调制输出，且载边比、边边比满 足要求，完成了既定研制目标。
4结束语
SSB-CS 调制已被广泛应用，因此采用商用器件
产生稳定的SSB-CS 信号有着重要的工程应用价值。 前人的工作成果表明，移相法是最合适的产生SSB 信
号的方法。在此基础上，本文使用了商用IQ 调制器来
实现对输入信号的SSB-CS 调制，该方法结构简单、可
重复性高，且实用性更强；并通过导频法实现了对IQ 调制器的3个直流偏置电压的精准控制，使其在2~ 18 GHz 范围内能输出SSB-CS 信号，且信号的载边比 和边边比均大于20 dB ，个别频点甚至优于30 dB ，达 到了设计要求。
此外，本文提出在生产IQ 调制器时可取消内置 PD ，既节约器件成本，又降低工艺难度，提高器件成
品率，便于IQ 调制器的批量生产和应用。
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